Московский государственный университет печати

Горбачев Г.Н., Чаплыгин Е.Е.


         

Промышленная электроника

Учебник для вузов


Горбачев Г.Н., Чаплыгин Е.Е.
Промышленная электроника
Начало
Печатный оригинал
Об электронном издании
Оглавление

Предисловие

Введение

1.

Полупроводниковые и микроэлектронные приборы

1.1.

Электропроводность полупроводников

1.2.

Процессы в электронно-дырочном переходе

1.3.

Полупроводниковые диоды

1.4.

Биполярные транзисторы

1.5.

Характеристики и параметры биполярных транзисторов

1.6.

Полевые транзисторы

1.6.1.

Полевые транзисторы с р-n переходом

1.6.2.

Полевые транзисторы МДП-типа

1.7.

Тиристоры

1.8.

Параметры и разновидности тиристоров

1.9.

Интегральные микросхемы

1.10.

Полупроводниковые оптоэлектронные приборы

1.11.

Контрольные вопросы и задачи

2.

Транзисторные усилители

2.1.

Передаточная характеристика усилительного каскада

2.2.

Режим покоя в каскаде с общим эмиттером

2.3.

Обратные связи. Стабилизация режима покоя

2.3.1.

Схема замещения и основные показатели каскада с ОЭ

2.4.

Виды связей и дрейф нуля в усилителях постоянного тока

2.5.

Дифференциальный каскад

2.6.

Каскад с общим коллектором

2.7.

Каскад с общим истоком

2.8.

Операционный усилитель

2.9.

Неинвертирующий операционный усилитель с обратной связью

2.10.

Инвертирующий операционный усилитель с обратной связью

2.11.

Операционные схемы

2.12.

Компенсация входных токов и напряжения смещения нуля

2.13.

Частотные свойства и самовозбуждение усилителей

2.14.

Избирательные усилители и генераторы синусоидальных колебаний

2.15.

Усилители с емкостной связью

2.16.

Каскады усиления мощности

2.16.1.

Каскад усиления мощности класса А

2.16.2.

Однотактный каскад класса В

2.16.3.

Двухтактный каскад усиления мощности класса В

2.17.

Контрольные вопросы и задачи

3.

Импульсные устройства

3.1.

Преимущества передачи информации в виде импульсов

3.2.

Ключевой режим транзистора

3.3.

Нелинейный режим работы операционного усилителя. Компараторы

3.4.

Преобразование импульсных сигналов с помощью RС-цепей

3.4.1.

Дифференцирующие (или укорачивающие) цепи

3.4.2.

Интегрирующие цепи

3.5.

Мультивибратор на операционном усилителе

3.6.

Одновибратор на операционном усилителе

3.7.

Генераторы линейно изменяющихся напряжении

3.8.

Магнитно-транзисторные генераторы

3.9.

Контрольные вопросы и задачи

4.

Логические и цифровые устройства

5.

Маломощные выпрямители однофазного тока

5.1.

Структура источника питания

5.2.

Однофазные выпрямители с активной нагрузкой

5.3.

Однофазные выпрямители с активно-индуктивной нагрузкой

5.4.

Фильтры маломощных выпрямителей

5.5.

Особенности работы и расчета выпрямителя с емкостным фильтром

5.6.

Внешние характеристики маломощных выпрямителей

5.7.

Стабилизаторы напряжения

5.8.

Источники питания с многократным преобразованием энергии

5.9.

Контрольные вопросы и задачи

6.

Ведомые сетью преобразователи средней и большой мощности

6.1.

Применение вентильных преобразователей в энергетике и электротехнике

6.2.

Однофазный управляемый выпрямитель

6.3.

Однофазный ведомый сетью инвертор

6.4.

Трехфазный нулевой выпрямитель

6.5.

Трёхфазный мостовой выпрямитель

6.6.

Составные многофазные схемы выпрямления

6.7.

Реверсивные выпрямители и непосредственные преобразователи частоты

6.8.

Регулируемые преобразователи переменного напряжения

6.9.

Контрольные вопросы и задачи

7.

Влияние вентильных преобразователей на питающую сеть

7.1.

Коэффициент мощности вентильных преобразователей

7.2.

Вентильные преобразователи с повышенным коэффициентом мощности

7.3.

Источники реактивной мощности

7.4.

Контрольные вопросы и задачи

8.

Системы управления вентильными преобразователями

8.1.

Функции и структура систем управления

8.2.

Фазосмещающие устройства (ФСУ)

8.3.

Многоканальные системы управления

8.4.

Одноканальные системы управления

8.5.

Контрольные вопросы и задачи

9.

Автономные вентильные преобразователи

9.1.

Способы регулирования постоянного напряжения

9.2.

Узлы коммутации однооперационных тиристоров

9.3.

Инверторы напряжения

9.4.

Инверторы тока

9.5.

Резонансные инверторы

9.6.

Контрольные вопросы и задачи

10.

Список литературы

Указатели
12   предметный указатель
148   указатель иллюстраций
Простейшая схема включения транзистора с ОЭ Передаточная характеристика транзисторного каскада с ОЭ Каскад с ОЭ Временные диаграммы токов и напряжений в каскаде с ОЭ Графический расчет каскада с ОЭ Схема замещения транзистора с ОЭ по переменной составляющей Схемы замещения транзистора с ОЭ по переменной составляющей: а - в h-параметрах; б - в физических параметрах Схема замещения каскада с общим эмиттером по переменной составляющей (а) и обобщенная схема замещения усилителя (б) Различные способы построения схем УПТ Симетричный дифференциальный каскад Схема замещения симметричного дифференциального каскада по переменной составляющей Практические схемы симметричного (а) и несимметричного (б) дифференциальных каскадов Каскад с общим коллектором (а) и его схема замещения по переменной составляющей (б) Каскад с общим источником Схемы замещения по переменной составляющей: а - полевого транзистора; б - каскада с общим истоком Схемное обозначение (а) и упрощенная структурная схема ОУ (б) Передаточная характеристика ОУ Неинвертирующий ОУ с ООС (а) и его передаточная характеристика (б) Форма сигналов на входе и выходе усилителя рис. 2.18 при различных коэффициентах усиления Инвертирующий ОУ с ООС (а) и его передаточная характеристика (б) Инвертирующий сумматор на ОУ (а) и временные диаграммы сигналов на его входах и выходе (б) Неинвертирующий сумматор на ОУ (а), его схема замещения (б) и схема вычитателя (в) Интегратор на ОУ (а) и временные диаграммы сигналов на его входе и выде (б) Инвертирующий ОУ с компенсацией воздействия входных токов Примеры схем компенсации напряжения смещения нуля Форма сигналов на входе и выходе ОУ Частотные характеристики ОУ Избирательный усилитель (а) и временные диаграммы сигналов на входе и выходе (б) Частотные характеристики ВИна (а) и избирательного усилителя (б) Усилитель с емкостной связью и его схема замещения Временные диагаммы сигналов на входе и выходе усилителя с емкостной связью (а,б) и его частотные характеристики (в) Однотактный усилитель мощности класса А: а - схема; б - построение линий нагрузки; в - временные диаграммы токов и напряжений Зависимости Однотактный усилитель мощности класса В: а - схема; б - временные диаграммы токов и напряжений Зависимости Двухтактные усилители мощности класса В

Усилителями называются устройства, в которых сравнительно маломощный входной сигнал управляет передачей значительно большей мощности из источника питания в на­грузку. Наибольшее распространение получили усилители, построенные на полупроводниковых усилительных элемен­тах (биполярных и полевых транзисторах); в последние годы усилители преимущественно используются в виде гото­вых неделимых компонентов - усилительных ИМС. Про­стейшая ячейка, позволяющая осуществить усиление, назы­вается усилительным каскадом.

Электрические сигналы, подаваемые на вход усилителей, могут быть чрезвычайно разнообразны; это могут быть не­прерывно изменяющиеся величины, в частности гармониче­ские колебания, однополярные или двухполярные импуль­сы. Как правило, эти сигналы пропорциональны определен­ным физическим величинам. В установившихся режимах многие физические величины постоянны либо изменяются весьма медленно (напряжение и частота сети, частота вра­щения двигателя, напор воды на гидроэлектростанции). В переходных и особенно аварийных режимах те же величи­ны могут изменяться в течение малых промежутков време­ни. Поэтому усилитель должен обладать способностью уси­ливать как переменные, так и постоянные или медленно из­меняющиеся величины. Такие усилители являются наиболее универсальными и распространенными. По традиции их на­зывают усилителями постоянного тока (УПТ), хотя такое название и не вполне точно: УПТ усиливают не только постоян­ную, но и переменную составляю­щую (приращения сигнала) и в подавляющем большинстве случа­ев они являются усилителями на­пряжения, а не тока. В УПТ нельзя связывать источник и при­емник сигнала через трансформаторы и конденсаторы, которые не пропускают постоянной состав­ляющий сигнала. Это условие вызывает некоторые трудности при создании УПТ, с которыми мы познакомимся ниже, но оно же обусловило еще большее распространение УПТ с появлением микроэлектроники: УПТ не содержат элемен­тов, выполнение которых в составе ИМС невозможно (тран­сформаторы и конденсаторы большой емкости).

Простейшая схема включения транзистора с ОЭ

Рис. 2.1. Простейшая схема включения транзистора с ОЭ

Для того чтобы рассмотреть принцип действия простей­шего усилительного каскада, включенного по схеме с общим эмиттером (ОЭ), вернемся к схеме рис. 1.6,а. Изобразим эту схему с транзистором n-р-n-типа в другом виде (см. рис. 2.1). Источник напряжения <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, где <?xml version="1.0"?>
обозначено на выходной характеристике транзистора (рис. 1.7, а), связан с коллекторным электродом транзистора че­рез сопротивление нагрузки <?xml version="1.0"?>
. Входной сигнал подается на базу транзистора (напряжение <?xml version="1.0"?>
и ток <?xml version="1.0"?>
). Построим зависимость <?xml version="1.0"?>
=f(<?xml version="1.0"?>
), называемую передаточной харак­теристикой каскада.

При увеличении напряжения <?xml version="1.0"?>
растет ток <?xml version="1.0"?>
(см. входную характеристику транзистора рис. 1.7, б при <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
), растет и ток коллектора: <?xml version="1.0"?>
= (<?xml version="1.0"?>
+1) <?xml version="1.0"?>
+<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
[см. выражение (1.4)]. В результате увеличивается падение напряжения на резисторе <?xml version="1.0"?>
, уменьшается напря­жение <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
R (рис. 2.2). При достижении напря­жения <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
дальнейшее увеличение <?xml version="1.0"?>
не вызы­вает изменений напряжения <?xml version="1.0"?>
и тока <?xml version="1.0"?>
, протекающего через резистор <?xml version="1.0"?>
. В этом режиме к <?xml version="1.0"?>
приложено напря­жение <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
и поэтому ток коллектора <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
= (<?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
)/ <?xml version="1.0"?>
.

Рассмотрение передаточной характеристики каскада по­казывает, что при изменении напряжения <?xml version="1.0"?>
или тока <?xml version="1.0"?>
в цепи маломощного источника сигнала можно изменить ток <?xml version="1.0"?>
и напряжение <?xml version="1.0"?>
в цепи более мощного источника <?xml version="1.0"?>
. Однако коллекторное напряжение можно изменять лишь в пределах <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, а ток - в пределах <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
(<?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
)/ <?xml version="1.0"?>
(участок II на передаточ­ной характеристике). При отрицательных <?xml version="1.0"?>
и на участ­ке I через транзистор протекает только малый неуправляе­мый ток коллекторного перехода, а на участке III <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
и транзистор, как было указано в § 1.5, теряет свойства усилительного элемента. Еще один вывод, который можно сделать из анализа передаточной характеристи­ки рассмотренного усилительного каскада: при увеличении <?xml version="1.0"?>
(участок II) <?xml version="1.0"?>
уменьшается. Усилитель, в котором приращение выходного сигнала противоположно по знаку приращению входного сигнала, называется инвертирующим.

Передаточная характеристика транзисторного каскада с ОЭ

Рис. 2.2. Передаточная характеристика транзисторного каскада с ОЭ

Передаточная характеристика каскада позволяет нам рассмотреть различные способы работы каскада, называемые классами усиления.

На рис. 2.2 показаны произвольный двухполярный вход­ной сигнал <?xml version="1.0"?>
(t) и форма кривой напряжения на коллек­торе <?xml version="1.0"?>
(t) в различных режимах (классах усиления). При работе в классе усиления В <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
. Нелинейность передаточной характеристики каскада приводит к тому, что в классе В на выход передается сигнал только одной поляр­ности: <?xml version="1.0"?>
>0. Класс В в рассмотренном простейшем кас­каде можно использовать только для передачи не столь ча­сто встречающихся однополярных сигналов. При передаче двухполярного напряжения форма его искажается, часть информации безвозвратно теряется.

При работе в классе усиления А на вход усилителя од­новременно со входным сигналом <?xml version="1.0"?>
(t) подается также по­стоянное напряжение смещения, так что <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
(см. временные диаграммы сигналов на рис. 2.2). Благода­ря смещению в кривой напряжения <?xml version="1.0"?>
(t) входной сигнал воспроизводится полностью, практически без искажений формы, так как значения <?xml version="1.0"?>
постоянно соответствуют участку II передаточной характеристики. Режим работы усилителя, когда включены источники питания и подано смещение, но <?xml version="1.0"?>
=0, называется режимом покоя. В этом режиме <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
, а <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
. При приложе­нии отрицательного (или положительного) напряжения <?xml version="1.0"?>
уменьшатся (или соответственно увеличатся) токи <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
и падение напряжения на <?xml version="1.0"?>
, в результате увеличится (уменьшится) напряжение <?xml version="1.0"?>
: <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, где <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
- полезный эффект усиления.

При работе в ключевом режиме (режим большого сиг­нала) изменение входного напряжения захватывает участ­ки I - III передаточной характеристики (см. временные ди­аграммы на рис. 2.2). Форма передаваемого сигнала иска­жается (ограничивается его амплитуда). Подобный режим работы каскада находит широкое применение в импульсной технике при передаче импульсов прямоугольной формы (см. § 3.2), где ограничение амплитуды импульсов несущест­венно.

Выбор класса усиления и выбор режима покоя опреде­ляет не только форму передаваемого сигнала, но и мощ­ность потерь, вызывающую нагрев транзистора:

<?xml version="1.0"?>

На диаграммах рис. 2.2 пунктиром изображена зависи­мость мощности <?xml version="1.0"?>
, в режиме покоя от напряжения смеще­ния <?xml version="1.0"?>
. Эта зависимость показывает, что выбор <?xml version="1.0"?>
в середине участка II передаточной характеристики каска­да соответствует максимальным потерям мощности в тран­зисторе. Более подробно этот вопрос рассматривается в § 2.17 в связи с построением каскадов усиления мощности.

Выделение режима покоя при анализе электронных схем является одним из типовых приемов схемотехнической электроники. Продолжим рассмотрение каскада с ОЭ в наиболее распространенном классе усиления - классе А. Схе­ма каскада приведена на рис. 2.3; вначале будем рассмат­ривать упрощенный вариант каскада при <?xml version="1.0"?>
= 0. Схема содержит знакомые нам компоненты: усилительный эле­мент- транзистор, источник питания <?xml version="1.0"?>
, сопротивление коллекторной нагрузки <?xml version="1.0"?>
. На схеме появилось сопротив­ление коллекторной нагрузки <?xml version="1.0"?>
к которому приложено напряжение <?xml version="1.0"?>
, а входная цепь условно представлена в виде последовательного включения двух источников на­пряжения <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
. (В § 2.5 мы уточним способы связи каскада с источником сигнала и с нагрузкой, пока отметим лишь, что в классе усиления А на вход каскада помимо входного сигнала подается постоянное напряжение смеще­ния <?xml version="1.0"?>
.).

Каскад с ОЭ

Рис. 2.3. Каскад с ОЭ

На рис. 2.4 представлены временные диаграммы напря­жений и токов в каскаде с ОЭ. При <?xml version="1.0"?>
= 0 в режи­ме покоя через транзистор протекают постоянные токи <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
и к базе и коллектору транзистора приложены постоянные напряжения <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
0. Для того что­бы в режиме покоя <?xml version="1.0"?>
= 0, в цепь нагрузки <?xml version="1.0"?>
необходи­мо ввести источник постоянного компенсирующего напряже­ния <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
. При приложении входного напряжения токи и напряжения в транзисторе получают приращения <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
, которые пока­заны на рис. 2.4 для входного сигнала произвольной фор­мы. Мгновенные значения токов и напряжений в транзисто­ре могут быть найдены с помощью графического метода, ко­торый является одним из эффективных средств анализа нелинейных цепей.

Временные диаграммы токов и напряжений в каскаде с ОЭ

Рис. 2.4. Временные диаграммы токов и напряжений в каскаде с ОЭ

В схеме рис. 2.3 имеется лишь один нелинейный эле­мент - транзистор; связь токов и напряжений в транзисто­ре представлена его ВАХ (см. рис. 1.7), в частности его вы­ходными характеристиками

<?xml version="1.0"?>
(2.1)

При графическом анализе линейная часть схемы описыва­ется уравнением в тех же координатах (<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
).

Рассмотрим режим покоя. Допустим, что в цепь на­грузки включен источник компенсирующего напряжения <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
. Тогда в режиме покоя ток в нагрузочную цепь (<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
) не ответвляется и уравнение линейной час­ти схемы записывается в виде:

<?xml version="1.0"?>
(2.2)

Решаем систему уравнений (2.1), (2.2) графически, для этого через семейство выходных характеристик транзистора (рис. 2.5) проводим линию нагрузки по постоянному току, описываемую (2.2). Из (2.2) находим, что при <?xml version="1.0"?>
= 0, <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
и при <?xml version="1.0"?>
= 0 <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
. Через две найден­ные точки проводим прямую линию. Зададим ток базы в режиме покоя <?xml version="1.0"?>
, тогда пересечение линии нагрузки по постоянному току с выходной характеристикой транзистора при <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
будет соответствовать решению системы урав­нений (2.1), (2.2) - точке покоя 0 (<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
).

Графический расчет каскада с ОЭ

Рис. 2.5. Графический расчет каскада с ОЭ: -.-.-. выходная характеристика при <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>

Графический анализ каскада при наличии входного сиг­нала производится аналогично. Рассмотрим контур прохож­дения тока <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
через линейную часть схемы. Этот ток мо­жет пройти через <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
, а также через <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
. По­скольку сопротивление источников постоянного напряжения для приращений тока (т. е. их сопротивление для перемен­ной составляющей тока) равно нулю, уравнение линейной части схемы имеет вид:

<?xml version="1.0"?>
(2.3)

где <?xml version="1.0"?>
||<?xml version="1.0"?>
- обозначение параллельного соединения резис­торов. Решаем совместно (2.1) и (2.3). Для этого через се­мейство выходных характеристик транзистора (рис. 2.5) проводим через точку покоя линию нагрузки по переменно­му току АОВ в соответствии с выражением (2.3). Посколь­ку <?xml version="1.0"?>
> (<?xml version="1.0"?>
||<?xml version="1.0"?>
), прямая АОВ идет круче линии нагруз­ки по постоянному току.

При увеличении <?xml version="1.0"?>
рабочая точка каскада (<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
) перемещается вверх по прямой ОА, ток <?xml version="1.0"?>
растет, <?xml version="1.0"?>
па­дает. При уменьшении тока базы рабочая точка перемеща­ется по прямой ОВ, <?xml version="1.0"?>
падает, <?xml version="1.0"?>
растет. Прямая АОВ - это траектория рабочей точки каскада.

Графический анализ позволяет учесть нелинейность ха­рактеристик транзистора, дает возможность рассматривать действие любых сигналов в любом классе усиления. Недо­статком его являются громоздкость и невозможность выбора параметров элементов каскада ло заданным требо­ваниям. Главное достоинство графического анализа - на­глядное представление о работе каскада как о схеме с не­линейным элементом.

В § 1.5 мы отметили сильную зависимость тока <?xml version="1.0"?>
от температуры. При нагреве растет <?xml version="1.0"?>
, выходная характери­стика при сохранении равенства <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
смешается вверх, как показано штрихпунктирной линией на рис. 2.5. Точка покоя перемещается вверх по линии нагрузки по постоян­ному току из 0 в <?xml version="1.0"?>
, в результате чего приращения сигна­лов могут выйти за участок II передаточной характеристи­ки (см. рис. 2.2) и форма кривой сигнала будет искажена (кривая <?xml version="1.0"?>
при нагреве на рис. 2.5). Поэтому в транзис­торных усилителях необходима стабилизация точки покоя и каскады без стабилизации практически не применяются. Стабилизация режима покоя позволяет не только исклю­чить искажения формы сигнала при нагреве, но и стабили­зировать режим при замене транзистора, поскольку пара­метры транзисторов имеют от экземпляра к экземпляру большой разброс, указанный в паспортных данных прибора.

Для стабилизации режима покоя в каскад вводят об­ратную связь (ОС). Обратной связью называется передача информации (или энергии) с выхода устройства или систе­мы на его вход.

Мы упомянули термин, который будет сопровождать нас до конца этой книги. С помощью ОС добиваются новых ка­честв устройств и создают новые схемы. Теория ОС лежит в основе "Теории автоматического регулирования". Обрат­ные связи применяют не только в технике, но и в управле­нии отраслями народного хозяйства, в управлении социаль­ными процессами.

Обратимся к электронной технике. Сигнал ОС зависит от одного из выходных параметров устройства: напряжения, тока, частоты вращения двигателя, температуры объекта и т. п. В соответствии с этим ОС разделяются на ОС по на­пряжению, току, скорости, температуре и т. д.

На входе устройства происходит сложение входного сигнала и сигнала ОС. Если упомянутые сигналы суммируют­ся так, что алгебраически складываются их напряжения, то ОС называется последовательной. При алгебраическом сум­мировании токов речь идет о параллельной ОС.

Если на входе складываются сигналы разных знаков, то ОС является отрицательной (ООС). В этом случае на вхо­де схемы действует разностный сигнал, который меньше входного. Выходной сигнал при этом уменьшается. Однако при применении ООС увеличивается стабильность выходной величины: ООС по напряжению стабилизирует напряжение, ООС по скорости стабилизирует скорость и т. д. В этой осо­бенности ООС мы убедимся в этом параграфе, а также в § 2.6 - 2.8, 2.10 - 2.12.

При положительной ОС (ПОС) на вход устройства по­дается сумма входного сигнала и сигнала ОС. Выходной сигнал увеличивается, но стабильность выходного парамет­ра падает. ПОС используются для ускорения переходных процессов, они находят применение в схемах генераторов (см. § 2.15) и в импульсных устройствах (гл. 3).

Итак, перед нами стоит задача стабилизации точки по­коя каскада с общим эмиттером. Для этого вводим в кас­кад рис. 2.3 резистор <?xml version="1.0"?>
. Падение напряжения на нем <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
прикладывается ко входу транзистора:

<?xml version="1.0"?>
(2.4)

Напряжение <?xml version="1.0"?>
является сигналом ОС, он пропорцио­нален выходному току транзистора <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
т.е. в данном случае речь идет об ОС по току. На входе происходит вычитание напряжений, поэтому ОС является последователь­ной и отрицательной.

В § 1.5 указывалось, что при нагреве увеличиваются <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
, поэтому растет постоянная составляющая напряжения ОС <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. В соответствии с (2.4) <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
уменьшается, снижается прямое напряжение на эмиттерном переходе, в результате чего уменьшаются токи транзистора <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
. Следовательно, ОС под­держивает токи транзистора в режиме покоя более ста­бильными. Стабильность режима покоя возрастает при уве­личении <?xml version="1.0"?>
, так как при этом растет сигнал ОС.

Такая стабилизация точки покоя дается дорогой ценой. При подаче на вход каскада положительного (или отрица­тельного) входного сигнала <?xml version="1.0"?>
увеличиваются (или соот­ветственно уменьшаются) токи <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
а также падение напряжения на <?xml version="1.0"?>
(сигнал ОС). Из (2.4) определим приращение напряжения между базой и эмиттером: <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. Транзистор управляется напряжением |<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
| < |<?xml version="1.0"?>
|, поэтому <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
теперь меньше, снижаются <?xml version="1.0"?>
и коэффициент усиления каскада.

Для уменьшения вредного воздействия ОС на усиление каскада ограничивают напряжение <?xml version="1.0"?>
(не более 0,1 <?xml version="1.0"?>
). но и при этом вредное воздействие ОС достаточно велико. Противоречие между требованиями к стабильности точки покоя и к высокому усилению преодолены в дифференци­альном каскаде (см. § 2.6).

При выборе точки покоя в классе А необходимо исключить искаже­ния сигнала (для чего траектория рабочей точки должна быть ограни­чена отрезком АОВ) (рис. 2.5), при этом мощность, рассеиваемая на транзисторе, должна быть минимальной. Для выполнения этих условий достаточно выбрать

<?xml version="1.0"?>
(2.5)

<?xml version="1.0"?>
(2.6)

где <?xml version="1.0"?>
- напряжение, отсекающее крутой участок транзистора (см. рис. 1.7, а); <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
- запас на перемещение точки покоя 0 при нагреве; <?xml version="1.0"?>
- максимальная амплитуда выходного сигнала.

Предлагаем читателю с помощью диаграмм рис. 2.5 убедиться, что при выполнении соотношений (2.5), (2.6) траектория рабочей точки каскада не покидает области <?xml version="1.0"?>
><?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
><?xml version="1.0"?>
(<?xml version="1.0"?>
+ 1), соответствует участку II передаточной характеристики рис. 2.2, как при минимальной, так и при максимальной температуре. При <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>

<?xml version="1.0"?>

Решив это уравнение совместно с (2.6), после преобразований найдем сопротивление в цепи коллектора:

<?xml version="1.0"?>
.

Для расчета усилительных параметров каскадов поль­зуются другим методом расчета нелинейных цепей, осно­ванном на линеаризации нелинейных вольт-амперных ха­рактеристик транзистора (см. рис. 1.7). Линеаризация нели­нейных характеристик неизбежно связана с потерей информации о реальном элементе и ограничениях, обусловленных его нелинейностью. Так, при анализе усилителей мы можем рассчитывать только переменные составляющие (прираще­ния) токов и напряжений каскада в классе усиления А.

При расчете переменных составляющих усилительный элемент заменяется линейной схемой замещения. На поло­гом участке выходных характеристик рис. 1.7, а транзис­тор функционирует как источник тока <?xml version="1.0"?>
, приращения ко­торого могут быть записаны в виде

<?xml version="1.0"?>

где <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
при <?xml version="1.0"?>
= const - динамическое выход­ное сопротивление транзистора с ОЭ, обусловленное на­клоном пологого участка выходных характеристик. Сопро­тивление <?xml version="1.0"?>
велико (<?xml version="1.0"?>
Ом и выше).

Таким образом, выходная (коллекторная) цепь транзи­стора представляет собой управляемый источник тока с внутренним сопротивлением <?xml version="1.0"?>
.

Входная (базовая) цепь транзистора описывается урав­нением

<?xml version="1.0"?>

где <?xml version="1.0"?>
- динамическое входное сопротивление транзисто­ра с ОЭ, определяемое наклоном входной характеристики транзистора (рис. 1.7, б) при <?xml version="1.0"?>
><?xml version="1.0"?>
. Сопротивление <?xml version="1.0"?>
для маломощных транзисторов порядка <?xml version="1.0"?>
Ом, для более мощных транзисторов оно снижается.

Схема замещения транзистора для переменных состав­ляющих представлена на рис. 2.6.

Схема замещения транзистора с ОЭ по переменной составляющей

Рис. 2.6. Схема замещения транзистора с ОЭ по переменной составляющей

Транзистор, как и любой многополюсник, может быть представлен в виде различных схем замещения (см, например, рис. 2.7, а и б). Схема рис 2.6 имеет ряд преимуществ, обусловивших ее выбор: 1) ее параметры легко определяются из ВАХ транзистора и имеют определенный физический смысл; 2) обозначение элементов на схеме замещения соответствует разности величин; 3) расчетные выражения при использовании данной схемы замещения наиболее просты.

Схемы замещения транзистора с ОЭ по переменной составляющей: а - в h-параметрах; б - в физических параметрах

Рис. 2.7. Схемы замещения транзистора с ОЭ по переменной составляющей: а - в h-параметрах; б - в физических параметрах

В табл. 2.1 представши перезол параметров схем рис. 2.7 в параметры схемы замещения рис 2.6.

Таблица 2.1. Связь параметров схем замещения транзистора при включении с общим эммитором

Параметр схемы рис

Параметр схемы рис. 2.6 Значение параметра через параметры других схем замещения
Схема замещения в h-параметрах (рис. 2.7, а) Схема замещения в физических параметрах (рис. 2.7, б)

Порядок расчета переменных составляющих токов и на­пряжений каскада следующий: 1) заменяем транзистор схе­мой замещения рис. 2.6; 2) заменяем линейную часть схемы каскада эквивалентными сопротивлениями для пере­менного тока, при этом учитываем, что источники постоян­ных напряжений (<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
) для переменной состав­ляющей тока обладают нулевым сопротивлением (§ 2.2) и потому замыкаются накоротко; 3) по полученной схеме замещения каскада рассчитываются электрические пара­метры линейной цепи методами, известными из курса элек­тротехники.

На рис. 2.8, а приведена схема замещения каскада с ОЭ по рис. 2.3. К коллектору транзистора подключены параллельно резисторы <?xml version="1.0"?>
(источник <?xml version="1.0"?>
, т.е. точки 1 и 2 на рис. 2.3 закорачиваем) и <?xml version="1.0"?>
(закорачиваем <?xml version="1.0"?>
), к эмит­теру - резистор <?xml version="1.0"?>
, а между базой и общим проводом (точ­ки 1, 2) включен источник входного сигнала.

Схема замещения каскада с общим эмиттером по переменной составляющей (а) и обобщенная схема замещения усилителя (б)

Рис. 2.8. Схема замещения каскада с общим эмиттером по переменной составляющей (а) и обобщенная схема замещения усилителя (б)

Пользуясь схемой замещения каскада рис. 2.8, a, най­дем параметры, которые характеризуют его усилительные свойства. При расчете не учитываем <?xml version="1.0"?>
, поскольку оно ве­лико.

    1. Входное сопротивление <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
. Обойдем вход­ную цепь каскада: <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
[<?xml version="1.0"?>
+ (<?xml version="1.0"?>
+ 1) <?xml version="1.0"?>
], поскольку <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= (<?xml version="1.0"?>
+ 1) <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. Итак,

    <?xml version="1.0"?>
(2.7)

    При <?xml version="1.0"?>
=0 (каскад без стабилизации точки покоя) <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
. Величина <?xml version="1.0"?>
в каскадах с ОЭ малой мощности по­рядка <?xml version="1.0"?>
Ом.

    2. Коэффициент усиления по напряжению в режиме хо­лостого хода: <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
при <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
. Пользуясь зако­ном Ома, выразим напряжение через токи:

    <?xml version="1.0"?>
(2.8)

    При <?xml version="1.0"?>
= 0 <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
. Значение <?xml version="1.0"?>
при <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
достигает в каскадах <?xml version="1.0"?>
. Зависимость (2.8) показы­вает очень сильное уменьшение <?xml version="1.0"?>
при увеличении <?xml version="1.0"?>
(т.е. при повышении стабильности точки покоя).

    3. Выходное сопротивление <?xml version="1.0"?>
находят по теореме об эквивалентном генераторе: это сопротивление между выход­ными выводами усилителя при отключении всех источников сигнала (источники напряжения обрывают, источники тока закорачивают). Положим <?xml version="1.0"?>
= 0, тогда <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= 0. Сопротивление между выходными выводами

    <?xml version="1.0"?>
(2.9)

В маломощных усилителях <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
Ом.

Любой усилитель можно заменить обобщенной схемой рис, 2.8, б, которая включает усилительные параметры <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
. На протяжении этой части курса можно проследить тенденцию заменять приборы, каскады и более крупные электронные узлы четырехполюсниками с опре­деленной системой обобщенных параметров. Разумное обо­бщение сведений об элементах электронных устройств по­зволяет рассматривать все более сложные системы, осво­бождая анализ от ранее изученных подробностей.

С помощью обобщенной схемы замещения рис, 2.8, б найдем другие параметры усилительного каскада с ОЭ, которые являются производными от <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
. По­лагаем, что источник сигнала <?xml version="1.0"?>
имеет внутреннее сопро­тивление <?xml version="1.0"?>
. Найдем коэффициент усиления каскада по напряжению при <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
:

<?xml version="1.0"?>
(2.10)

где <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
- коэффициенты, показывающие потерю сигнала во входной цепи (на сопротивлении <?xml version="1.0"?>
) и в выход­ной цепи (на <?xml version="1.0"?>
). Всегда <?xml version="1.0"?>
<<?xml version="1.0"?>
.

Коэффициент усиления каскада по току

<?xml version="1.0"?>
(2.11)

Так как в каскаде с ОЭ <?xml version="1.0"?>
> 1, то <?xml version="1.0"?>
> 1 достижим.

Коэффициент усиления по мощности

<?xml version="1.0"?>
(2.12)

Как правило, маломощные усилители создаются для усиления напряжения. Для получения максимального уси­ления по напряжению, как следует из (2.10), надо обеспе­чить <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. В каскаде с ОЭ эти условия обеспечиваются плохо. Покажем это на примере. Пусть <?xml version="1.0"?>
= 50, <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
= 1 кОм, <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
= 2 кОм, <?xml version="1.0"?>
= 100 Ом. Из (2.7) <?xml version="1.0"?>
= 6 кОм. Из (2.8) <?xml version="1.0"?>
= 16, а из (2.10) <?xml version="1.0"?>
= 4. Неудачное соотношение <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
уменьшает коэффициент усиления в 4 раза! В § 2.7, 2.8 рассмотрены способы преодоления этого недостатка, присущего тран­зисторным усилителям.

При построении усилительных каскадов, работающих в классе А, на вход каскада (рис. 2.3) подается входное напряжение и напряжение смещения. На коллекторе тран­зистора - выходное напряжение и постоянная составляю­щая <?xml version="1.0"?>
, для компенсации которой может быть введено компенсирующее напряжение. Схема рис. 2.3 может быть реализована при выполнении источников <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
в виде независимых гальванических элементов. Однако такое ре­шение сильно усложняет источник питания усилителя и при­меняется весьма редко. На схеме рис. 2.9,а напряжения <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
формируются резистивными делителями <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, подключенными к источнику питания <?xml version="1.0"?>
. Недо­статком схемного решения рис. 2.9, а является отсутствие общей точки у источника <?xml version="1.0"?>
и нагрузки <?xml version="1.0"?>
что нередко затрудняет использование такого усилителя.

Различные способы построения схем УПТ

Рис. 2.9. Различные способы построения схем УПТ

Этот недостаток может быть преодолен в усилителях с двумя разнололярнымя источниками питания, которые в настоящее время получили широкое распространение. Схема подключения источника сигнала к такому усилите­лю приведена на рис. 2.9,б. Для получения напряжения смещения используется источник - <?xml version="1.0"?>
, к которому под­ключена эмиттерная цепь каскада, содержащая резистор <?xml version="1.0"?>
. Источник сигнала включен непосредственно между базой и общим (заземленным) проводом. Для этой схемы справедливо выражение (2.4).

Общим недостатком рассмотренных способов подклю­чения источника сигнала к УПТ (схемы рис. 2.3, рис. 2.9, а, б) является то, что через источник сигнала протекает ток базы покоя. Если источник сигнала не допускает этого, каскад следует выполнять на полевом транзисторе (см. § 2.8).

Подключение нагрузки в схемах с двумя источниками питания может быть осуществлено, как показано на рис. 2.9, б. Напряжение <?xml version="1.0"?>
компенсируется напряжением на резисторе <?xml version="1.0"?>
делителя напряжения <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. В режиме покоя напряжение на выходе

<?xml version="1.0"?>

Поскольку в режиме покоя стремятся обеспечить <?xml version="1.0"?>
= 0, то после несложных преобразований можно полу­чить, что для этого необходимо

<?xml version="1.0"?>

При передаче полезного сигнала <?xml version="1.0"?>
часть его теряется на делителе, состоящем из резистора <?xml version="1.0"?>
и сопротивления <?xml version="1.0"?>
||<?xml version="1.0"?>
. Коэффициент передачи этого делителя <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>

Таким образом, в усилителях постоянного тока задача связи усилителя с источником сигнала и нагрузкой пред­ставляет известные трудности, решение нередко носит ком­промиссный характер. Наиболее удачные схемные решения получают широкое распространение и выпускаются в виде (или в составе) ИМС, рассматриваемых ниже.

Характерной чертой УПТ является также дрейф нуля - самопроизвольное изменение выходного сигнала при <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= 0. Причинами возникновения дрейфа могут быть нестабильность источников питания усилителей и в особен­ности изменение параметров полупроводниковых приборов и других элементов схемы в результате изменения темпера­туры или старения элементов. Например, в схеме рис. 2,9, а при увеличении ЭДС источника питания <?xml version="1.0"?>
это изменение <?xml version="1.0"?>
Е через делитель <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
будет передано на базу транзисто­ра, вызовет увеличение базового тока и снижение потенци­ала коллектора. Поскольку в схеме с ОЭ <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
1, это изме­нение <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
может быть значительно больше, чем <?xml version="1.0"?>
Е. На нагрузке появится отрицательное приращение выходного напряжения - сигнал дрейфа.

Рассмотрим другой случай. При увеличении температу­ры возрастают ток <?xml version="1.0"?>
и коэффициент <?xml version="1.0"?>
транзистора, в ре­зультате увеличивается ток коллектора (см. § 1.5) и сни­жается потенциал коллектора. На нагрузке возникает от­рицательное приращение напряжения - сигнал дрейфа.

Максимальное напряжение на выходе усилителя, вы­званное дрейфом, обозначим <?xml version="1.0"?>
Величина <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
, где <?xml version="1.0"?>
- коэффициент усиления усилителя, называется сигналом дрейфа, приведенным ко входу. Сиг­нал дрейфа является медленно изменяющейся величиной. . При работе усилителя необходимо обеспечить <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, иначе дрейф на выходе невозможно отличить от полезного сигнала. Для создания качественных УПТ необходимо сни­жать, а по возможности полностью исключать дрейф нуля. Стабилизация источников питания, рабочих режимов, тем­пературы оказывается для этого неэффективной, так как малейшие отклонения усиливаются УПТ. Эффективным средством борьбы с дрейфом стало применение каскадов, построенных по принципу уравновешенных мостов. Наибо­лее распространенным из них является дифференциальный каскад.

При рассмотрении каскада с ОЭ обнаружен ряд трудно­стей, возникающих при создании усилителей. Во-первых, при стабилизации режима покоя с помощью сопротивления <?xml version="1.0"?>
происходит значительное снижение коэффициента уси­ления каскада в результате действия ООС. Во-вторых, при связи каскадов друг с другом коэффициент усиления умень­шается за счет потерь на резистивных элементах (см. рис. 2.9, б), для исключения этого снижения <?xml version="1.0"?>
необходимо при­менять схемы со сложным источником питания. В-третьих, в усилителях имеется дрейф нуля. Эти серьезные недо­статки частично или полностью исключены в дифференци­альном каскаде, который поэтому находит чрезвычайно ши­рокое применение.

Простейшая схема дифференциального каскада приведе­на на рис. 2.10. Транзисторы VI, V2 и резисторы <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
, образуют мост, в одну диагональ которого включаются ис­точники питания +<?xml version="1.0"?>
и -<?xml version="1.0"?>
, а в другую - нагрузка. Дифференциальный каскад нередко называют также парал­лельно-балансным каскадом. Высокие показатели каскада могут быть достигнуты только при высокой симметрии (ба -лансировке) моста. В симметричном каскаде <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
, транзисторы должны быть идентичны по своим па­раметрам. Последнее достижимо только при изготовлении транзисторов на одном кристалле по одной технологии, по­этому дифференциальные каскады используют в настоящее время только в виде (или в составе) ИМС.

Рассмотрим режим покоя в каскаде рис. 2.10, когда <?xml version="1.0"?>
= 0 и <?xml version="1.0"?>
= 0. Напряжения смещения на обоих транзис­торах одинаковы: <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
= - <?xml version="1.0"?>
, где, как следует из рис. 2.10, <?xml version="1.0"?>
= - <?xml version="1.0"?>
+ (<?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
) <?xml version="1.0"?>
< 0. За счет одина­кового положительного смещения на базах через транзисто­ры протекают равные токи: <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
. Коллекторные токи создают падение напря­жения па резисторах <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
, поэтому <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
. На выходе <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
= 0.

В таком каскаде осуществляется стабилизация режима покоя. Если при нагреве возрастут <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
, увеличит­ся ток <?xml version="1.0"?>
+<?xml version="1.0"?>
, протекающий через <?xml version="1.0"?>
, и напряжение <?xml version="1.0"?>
возрастет: <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
> 0. Напряжение <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
= - <?xml version="1.0"?>
уменьшится, эмиттерные переходы транзисторов станут пропускать меньший ток, в результате токи коллек­тора <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
будут стабилизированы. Напряжение <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
- это сигнал ОС, стабилизирующей суммарный ток (<?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
). В дифференциальном каскаде <?xml version="1.0"?>
велико и стабилизация точки покоя весьма точная, поэтому можно считать, что <?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
= const, т. е. через резистор <?xml version="1.0"?>
на схему каскада подается стабильный ток. Работа каска­да не изменится, если заменить <?xml version="1.0"?>
источником постоянного тока (<?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
).

Рассмотрим проблему дрейфа нуля. Предположим, что источник питания <?xml version="1.0"?>
нестабилен и ЭДС <?xml version="1.0"?>
увеличилась. Увеличиваются напряжение на коллекторах на значение <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. При этом <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= 0, т.е. дрейф отсутству­ет. Другой вариант нестабильности: при нагреве увеличива­ется коллекторный ток <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, так как транзисторы идентичны. При этом <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= 0 и дрейф снова отсутствует. Любые сим­метричные измерения в схе­ме не вызывают дрейфа нуля. В реальных каскадах симмет­рия элементов неполная, но дрейф по сравнению с каска­дами, рассмотренными в § 2.1- 2.5, снижается на несколько порядков, что позволяет пода­вать на вход каскадов весьма малые напряжения, которые все же будут существенно больше значений сигнала дрей­фа, приведенного ко входу.

Симетричный дифференциальный каскад

Рис. 2.10. Симетричный дифференциальный каскад

Рассмотрим усилительные свойства каскада. Прежде всего надо отметить, что каскад позволяет подклю­чать источники входного сигнала различным обра­зом:

1. Источник сигнала включается между базами тран­зисторов, как показано пунктиром на рис. 2.10. Ко входу V1 приложено <?xml version="1.0"?>
= e/2. Пусть е>0, тогда под воздейст­вием положительного напряжения на базе появляется поло­жительное приращение <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= (<?xml version="1.0"?>
+1) <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
; увеличе­ние тока <?xml version="1.0"?>
, протекающего через <?xml version="1.0"?>
, снижает напряже­ние <?xml version="1.0"?>
: <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
< 0. Ко входу V2 приложено <?xml version="1.0"?>
= -е/2, вызывающее уменьшение тока базы - <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
и уменьшение тока коллектора V2 на значение <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= - (<?xml version="1.0"?>
+ 1) <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. На­пряжение <?xml version="1.0"?>
увеличивается: <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
>0. На нагрузке <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= 2<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. Обращает на себя вни­мание, что При <?xml version="1.0"?>
= -<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= -<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, поэтому <?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
= const, т. е. сигнал ОС <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
=0 и падение напряже­ния на <?xml version="1.0"?>
не оказывает влияния на коэффициент усиления. Итак, в каскаде преодолено противоречие между необходи­мостью стабилизации режима покоя и снижением коэффи­циента усиления за счет ОС.

2. Источник входного сигнала подключается только ко входу V1: <?xml version="1.0"?>
= e, вход второго транзистора закорачива­ется: <?xml version="1.0"?>
= 0. Под воздействием входного сигнала изменя­ется ток базы, его приращение <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
>0 при е>0, растет <?xml version="1.0"?>
, увеличивается падение напряжения па <?xml version="1.0"?>
, на коллек­торе <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<0. При увеличении <?xml version="1.0"?>
увеличивается <?xml version="1.0"?>
. Как указано выше, ООС по сумме токов (<?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
) стабилизи­рует указанный ток, протекающий через <?xml version="1.0"?>
, т. е. <?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
= const, поэтому <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= -<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. Отсюда <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= -<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= -<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= -<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. На нагрузке <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
>0. Таким образом, подача входного сигнала на один из входов вызывает изменение токов и на­пряжений в обоих транзисторах благодаря стабилизации тока <?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
. Аналогично можно рассмотреть подачу сиг­нала на вход V2: <?xml version="1.0"?>
=е, <?xml version="1.0"?>
= 0. При е>0 <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
>0. <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<0, на нагрузке <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<0. При по­даче сигнала на вход VI полярность выходного сигнала сов­падает с полярностью входного (вход V1 называем прямым входом), при подаче на вход V2 полярности <?xml version="1.0"?>
и е проти­воположны (вход V2 - инвертирующий). При этом отмеча­ем, что схема дифференциального каскада симметрична и знак <?xml version="1.0"?>
зависит только от того, какое направление <?xml version="1.0"?>
принято положительным.

3. На оба входа дифференциального каскада можно под­ключить независимые источники сигналов <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
, в ре­жиме линейного усиления (класс А) выходное напряжение может быть найдено методом суперпозиции от воздействия каждого из сигналов,

Перейдем к количественной оценке усилительных пара­метров дифференциального каскада. Построим схему замещения каскада для переменных составляющих (прира­щений) по методике, изложенной в § 2.4. Для этого заме­ним транзисторы схемами замещения рис. 2.6 (<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
), закорачиваем источники постоянных напряже­ний +<?xml version="1.0"?>
и -<?xml version="1.0"?>
и разрываем цепь постоянного тока <?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
), т. е. резистор <?xml version="1.0"?>
заменяем разрывом цепи, так как через <?xml version="1.0"?>
протекает ток, в котором отсутствуют прира­щения; для них его сопротивление равно бесконечности. Схема замещения дифференциального каскада приведена на рис. 2.11. Поскольку <?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
= const, то <?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
= (<?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
)/( <?xml version="1.0"?>
+ 1) =const, следовательно, <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
=-<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. Прира­щения входного тока источника <?xml version="1.0"?>
, протекают через <?xml version="1.0"?>
, через эмиттерную цепь втекают в <?xml version="1.0"?>
и замыкаются через источник сигнала <?xml version="1.0"?>
, связанный с источником <?xml version="1.0"?>
общим проводом (см. рис. 2.10). На схеме замещения этот контур тока показан пунктиром. Закон Ома для этого контура да­ет соотношение

Схема замещения симметричного дифференциального каскада по переменной составляющей

Рис. 2.11. Схема замещения симметричного дифференциального каскада по переменной составляющей

<?xml version="1.0"?>
(2.13)

Отсюда

<?xml version="1.0"?>

<?xml version="1.0"?>
(2.14)

<?xml version="1.0"?>
(2.15)

Мы вновь убеждаемся, что эмиттернэя цепь, служащая для стабилизации режима покоя, в дифференциальном каскаде не влияет на коэффициент усиления: ОС по перемен­ной составляющей токов в каскаде нет. Сравним формулу (2.15) с (2.8): они совпадают, если в последней приравнять <?xml version="1.0"?>
=0.

Найдем другие параметры, характеризующие усиление дифференциального каскада. Из (2.13)

<?xml version="1.0"?>
(2.16)

где <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
.

Сравнение с (2.7) показывает увеличение <?xml version="1.0"?>
в 2 раза, что обусловлено протеканием тока источников сигнала че­рез оба транзистора. Найдем <?xml version="1.0"?>
, для этого приравняем <?xml version="1.0"?>
=0 и <?xml version="1.0"?>
= 0. При нулевых входных сигналах <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= 0 и <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= 0 и сопротивление каскада со стороны вы­хода

<?xml version="1.0"?>
(2.17)

По сравнению с <?xml version="1.0"?>
в (2.9) здесь оно возросло вдвое. По­лученные значения <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
можно использовать для построения обобщенной схемы замещения дифференциаль­ного каскада (см. рис. 2.8, б), ко входу которой приложена разность <?xml version="1.0"?>
-<?xml version="1.0"?>
. Для расчета других усилительных па­раметров каскада воспользуемся выражениями (2.10) - (2.12).

Дифференциальный каскад усиливает разность сигналов, поэтому при подаче на оба входа дифференциального каска­да одинаковых сигналов <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
(<?xml version="1.0"?>
-<?xml version="1.0"?>
) = 0. При этом усилитель работает в режиме синфазных сигналов. За счет неполной симметрии каскада в реальных усилителях в режиме синфазных сигналов на выходе по­лучается ненулевой сигнал; <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, где <?xml version="1.0"?>
- коэффициент передачи для синфазного сигнала. Качество ослаб­ления синфазного сигнала характеризует коэффициент <?xml version="1.0"?>
= 20 log (<?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
). В силу высокой симметрии каска­дов, выполненных в виде ИМС, <?xml version="1.0"?>
составляет -80<?xml version="1.0"?>
-100 дБ, т. е. <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
.

На рис. 2.12, а приведена схема дифференциального кас­када при его выполнении в виде полупроводниковой ИМС.

Практические схемы симметричного (а) и несимметричного (б) дифференциальных каскадов

Рис. 2.12. Практические схемы симметричного (а) и несимметричного (б) дифференциальных каскадов

Нежелательный при изготовлении ИМС элемент - высокоомный резистор <?xml version="1.0"?>
- заменен источником тока (<?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
), собранном на транзисторе <?xml version="1.0"?>
. Для стабилизации тока <?xml version="1.0"?>
транзистора <?xml version="1.0"?>
в его эмиттериую цепь введено относитель­но небольшое сопротивление <?xml version="1.0"?>
, обеспечивающее подачу на эмиттерный переход сигнала ООС: при нагреве увели­чивается напряжение <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
под воздействием которо­го ток через эмиттерный переход <?xml version="1.0"?>
уменьшается. Диод <?xml version="1.0"?>
также служит для стабилизации тока: при увеличении тем­пературы напряжение на нем и, следовательно, па базе <?xml version="1.0"?>
падает, уменьшается ток через эмиттервый переход <?xml version="1.0"?>
.

Недостатком дифференциального каскада является от­сутствие общей точки между источниками сигнала и на­грузкой. Этого недостатка лишен несимметричный диффе­ренциальный каскад на рис. 2.12, б у которого сигнал сни­мается с коллектора <?xml version="1.0"?>
. Схема также обладает стабилиза­цией точки покоя, поскольку <?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
=const, при этом в ней нет ОС по переменной составляющей тока, так как и эмиттерная цепь не влияет на коэффициент усиления. В многокаскадных усилителях первые (первый) каскады выполняются в виде симметричного дифференциального каскада и обеспечивают предварительное усиление сигнала практически без дрейфа, дополнительное усиление может быть осуществлено в несимметричном дифференциальном каскаде.

В § 2.4, 2.6 было указано, что соотношения между <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
, характерные для усилительных каскадов с ОЭ, не обеспечивают условия получения максимального усиления по напряжению, для выполнения которого необходимо, что­бы <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
0. Из-за малости <?xml version="1.0"?>
усилители потреб­ляют от источника сигнала заметную мощность. Большое значение <?xml version="1.0"?>
не позволяет осуществлять работу каскада на назкоомную нагрузку из-за потерь сигнала на <?xml version="1.0"?>
.

В каскаде с общим коллектором (ОК) достигаются вы­сокие значения <?xml version="1.0"?>
при низких <?xml version="1.0"?>
. Но за это преимуще­ство в жертву приносится другой параметр: в схеме с ОК <?xml version="1.0"?>
<1. Каскад с ОК не усиливает сигнала по напряжению, а используется лишь как вспомогательный каскад, связыва­ющий схему с ОЭ с маломощным источником сигнала (<?xml version="1.0"?>
велико), либо с низкоомной нагрузкой (<?xml version="1.0"?>
мало). Несмот­ря на вспомогательную роль, выполняемую схемой с ОК в усилителях, применяется этот каскад доствточно часто.

Схема каскада с ОК приведена на рис. 2.13, а. Коллек­тор транзистора подключен к источнику питания <?xml version="1.0"?>
. В эмиттерную цепь введен резистор <?xml version="1.0"?>
, создающий ООС, стабилизирующую точку покоя. Нагрузка <?xml version="1.0"?>
подключается к эмиттериой цепи. В классе усиления А на вход подаются входное напряжение <?xml version="1.0"?>
и напряжение смещения <?xml version="1.0"?>
(ре­альные схемы выполнения входной цепи рассмотрены в § 2.5).

Каскад с общим коллектором (а) и его схема замещения по переменной составляющей (б)

Рис. 2.13. Каскад с общим коллектором (а) и его схема замещения по переменной составляющей (б)

Источник сигнала <?xml version="1.0"?>
присоединен между базой и общим проводом, нагрузка - между эмиттером и общим проводом. Общий провод через источник питания <?xml version="1.0"?>
, который имеет нулевое сопротивление для переменных составляющих, свя­зан с коллектором. Поэтому схема и получила название-каскад с ОК, другое ее название эмиттерный повторитель.

В режиме покоя <?xml version="1.0"?>
=0. Напряжение <?xml version="1.0"?>
вызывает ток базы <?xml version="1.0"?>
эмиттерной цепи пойдет ток <?xml version="1.0"?>
, создающий па­дение напряжения на <?xml version="1.0"?>
. Для того чтобы в режиме покоя <?xml version="1.0"?>
= 0, необходимо в цепь нагрузки ввести источник ком­пенсирующего напряжения <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
(реальные схемы выполнения выходной цепи рассмотрены в § 2.5). В режиме покоя к эмиттерному переходу транзистора приложено на­пряжение <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
-<?xml version="1.0"?>
.

При подаче входного сигнала токи и напряжения тран­зистора получат приращения. При положительном (или от­рицательном) входном сигнале <?xml version="1.0"?>
теки базы и эмиттера увеличатся (или соответственно уменьшатся), возрастет (уменьшится) падение напряжения на <?xml version="1.0"?>
. Приращение напряжения на нем соответствует выходному сигналу, ко­торый будет положительным (отрицательным). Полярность входного и выходного сигналов в схеме с ОК совпадают, каскад является неинвертирующим усилителем. К эмиттер­ному переходу транзистора приложено управляющее на­пряжение <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
-<?xml version="1.0"?>
. Сигнал <?xml version="1.0"?>
подается на вход как сигнал ООС: <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
. Так как при работе транзис­тора <?xml version="1.0"?>
всегда положительно, то <?xml version="1.0"?>
<<?xml version="1.0"?>
, т. е. <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
<1.

Для расчета усилительных параметров каскада построим схему замещения в соответствии с правилами, изложенными в § 2.4. Схема замещения каскада с ОК приведена на рис. 2.13, б. Находим основные усилительные параметры:

    1. Входное сопротивление <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. Обойдем входную цепь каскада

    <?xml version="1.0"?>
. Итак:

    <?xml version="1.0"?>
(2.18)

    При большом <?xml version="1.0"?>
||<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
достигает величин порядка <?xml version="1.0"?>
Ом,

    2. Коэффициент усиления в режиме холостого хода <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
. По закону Ома выразим напряжения через токи

    <?xml version="1.0"?>
(2.19)

    но так как обычно <?xml version="1.0"?>
.

    3. Выходное сопротивление находим по теореме об эквивалентном е, для этого положим <?xml version="1.0"?>
=0 (т.е. закоротим источник <?xml version="1.0"?>
). Сопротивление между выходными выводами при приложении напряжения <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>

    <?xml version="1.0"?>

    тогда из схемы замещения <?xml version="1.0"?>
. В результате получим

    <?xml version="1.0"?>
(2.20)

В каскадах с ОК <?xml version="1.0"?>
= 10<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
Ом.

Остальные усилительные параметры могут быть найдены по (2.10 - 2.12). В каскаде с ОК достижимы значения <?xml version="1.0"?>
.

Поскольку управляющий сигнал в схеме с ОК <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
мал, искажения формы передаваемого сигнала наблюдаются лишь при достаточно больших входных напря­жениях, когда амплитуда сигнала составляет (0,2-0,4) <?xml version="1.0"?>
. Название эмиттерный повторитель закрепилось за каскадом с ОК именно потому, что он передает сигнал с коэффици­ентом <?xml version="1.0"?>
близким к 1 и не искажает его формы. Как будет показано ниже, качества, присущие каскаду с ОК, характерны для усилителей с цепью ООС по напряжению.

Наибольшие значения входного сопротивления позволя­ют получить каскады на полевых транзисторах. Как указа­но в § 1.6, полевые транзисторы управляются напряжени­ем и практически не потребляют тока из входной цепи. По­этому их можно использовать вместе с маломощными источ­никами сигнала, причем через источник сигнала постоянная составляющая тока не протекает. Ограничимся рассмотре­нием каскада с общим истоком (ОИ) на полевом транзисторе МДП-типа со встроенным каналом (рис. 2.14).

Каскад с общим источником

Рис. 2.14. Каскад с общим источником

Усилительный элемент - полевой транзистор с кана­лом n-типа подключен к ис­точнику питания через на­грузочный резистор <?xml version="1.0"?>
. Соб­ственно нагрузка <?xml version="1.0"?>
подклю­чена между стоком и об­щим (заземленным) прово­дом. Исток транзистора свя­зан с общим проводом через резистор <?xml version="1.0"?>
, введенным для создания ООС, стабили­зирующей точку покоя. Ис­точник входного сигнала подключен непосредственно к за­твору относительно общей шины.

Рассмотрим режим покоя. Через канал транзистора протекает ток <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
, вызывающий падение напряжения на <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. Напряжение <?xml version="1.0"?>
= - <?xml version="1.0"?>
, т. е. по­левой транзистор работает в режиме обеднения при неболь­шом отрицательном напряжении на затворе. В режиме по­коя на стоке имеется напряжение <?xml version="1.0"?>
, поэтому для обеспе­чения <?xml version="1.0"?>
= 0 в схему вводится источник компенсирующего напряжения <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
(схемные варианты создания (<?xml version="1.0"?>
рассмотрены в § 2.5).

При подаче сигнала все токи и напряжения транзистора приобретают приращения. При положительном (или отри­цательном) <?xml version="1.0"?>
напряжение на затворе увеличивается (или соответственно уменьшается), токи <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
увеличиваются (уменьшаются), растет (уменьшается) падение напряже­ния на резисторе <?xml version="1.0"?>
уменьшается (увеличивается) напря­жение <?xml version="1.0"?>
. приращение которого является выходным на­пряжением каскада <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
. Каскад с ОИ является инвертирующим усилителем, ори рассмотрении его структу­ры и принципа действия можно найти много аналогий с кас­кадом с ОЭ.

Расчет каскада по переменной составляющей проводится теми же способами, что и для усилителей на биполярных транзисторах. На рис 2.15, а приведена схема замещения полевого транзистора. Выходные характеристики полевых транзисторов ( рис. 1.9, г и 1.11, б, в) показывают, что транзистор является управляемым источником тока с высоким внутренним сопротивлением <?xml version="1.0"?>
:

<?xml version="1.0"?>
,

где <?xml version="1.0"?>
при <?xml version="1.0"?>
=const - крутизна - параметр, характери­зующий воздействие входного напряжения на выходной ток (S бывает порядка единиц мА/Б) (см. § 1.6); <?xml version="1.0"?>
при <?xml version="1.0"?>
= const-динамическое выходное сопротивление транзистора, обусловленное на­клоном пологого участка выходных характеристик транзистора. Входная цепь полевого транзистора между затвором я истоком не пропускает тока и на схеме замещения представлена высокоомным (порядка <?xml version="1.0"?>
Ом) резистором <?xml version="1.0"?>
. Сравним схемы замещения полевого и биполяр­ного транзисторов (рис. 2.6 и 2.15, а), они отличаются тем, что во вто­рой из ник источник выходного тока управляется напряжением, а не током, как в первой схеме, а также тем, что <?xml version="1.0"?>
.

Схемы замещения по переменной составляющей: а - полевого транзистора; б - каскада с общим истоком

Рис. 2.15. Схемы замещения по переменной составляющей: а - полевого транзистора; б - каскада с общим истоком

Воспользуемся правилами, изложенными в § 2.4, н построим схему замещения каскада с ОИ, представленную на рис. 2.15, б. Найдем основные усилительные параметры:

    1. Входное сопротивление <?xml version="1.0"?>
в каскадах на полевых тран­зисторах чрезвычайно велико (<?xml version="1.0"?>
Ом и выше).

    2. Коэффициент усиления по напряжению в режиме холостого хода <?xml version="1.0"?>
. Запишем напряжения <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
через ток <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, тогда

    <?xml version="1.0"?>
(2.21)

При <?xml version="1.0"?>
=0 <?xml version="1.0"?>
=S<?xml version="1.0"?>
, но стабилизация точки покоя отсутствует.

В каскаде с ОИ можно получить <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
1 при обеспечении S<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
1 и <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
.

    3. Выходное сопротивление <?xml version="1.0"?>
находим, положив <?xml version="1.0"?>
=0. Сопротивление между выходными выводами в этом случае <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
.

Выходное сопротивление каскада с ОИ весьма велико (порядна <?xml version="1.0"?>
Oм).

При построении каскадов на полевых транзисторах других типов (полевые транзисторы с p-n переходом или с индуцированным каналом) во входную цепь вводится напряжение смещения. Возможно построение дифференциальных каскадов на полевых транзисторах и каскада с общим стоком (истокового повторителя) - аналога эмиттерного повторителя. Применяются усилители, выполненные на основе сочетания поле­вых и биполярных транзисторов.

Развитие микросхемотехники изменяет подход к проек­тированию полупроводниковых усилительных устройств. Раньше при создании усилителей на дискретных компонен­тах разработчики стремились найти наиболее простое ре­шение устройств, в первую очередь стремились уменьшить число активных компонентов схемы (диодов, транзисторов); такой подход обеспечивал снижение стоимости аппаратуры и ее высокую надежность. Ныне при разработке аппарату­ры на ИМС разработчик стремится использовать готовые ИМС массового выпуска; именно такие ИМС обладают наи­меньшей стоимостью, их схемные решения тщательно про­работаны и обеспечивают высокие показатели работы ап­паратуры. Поэтому предприятия, выпускающие ИМС, стре­мятся к выпуску наиболее универсальных узлов, которые применялись бы в самых разнообразных устройствах, это обеспечивает увеличение выпуска данного типа ИМС и сни­жение их стоимости. Поэтому ИМС создаются не на основе наиболее простого решения, а наиболее совершенного, об­ладающего универсальными достоинствами. Применение таких ИМС оправдано и в тех случаях, если ряд их парамет­ров в конкретном устройстве будет недоиспользован.

Наиболее распространенной усилительной ИМС явля­ется операционный усилитель (ОУ), в котором сосредото­чены основные достоинства усилительных схем. Иддеальный операционный усилитель имеет чрезвычайно высокий ко­эффициент усиления по напряжению <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, большое входное сопротивление <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, малое выходное сопротивление <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
0. ОУ является усилителем постоян­ного тока, т. е. усиливает широкий спектр частот вплоть до постоянной составляющей. При этом дрейф нуля ОУ очень мал. ОУ имеет дифференциальный вход <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
(<?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
): при подаче сигнала на прямой вход выходное на­пряжение <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, при подаче <?xml version="1.0"?>
на инвертирующий <?xml version="1.0"?>
= - <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
.

На рис. 2.16, а приведено обозначение ОУ на схемах. На рис. 2.16, б показана структурная схема ОУ. Первый каскад выполняется по схеме симметричного дифференци­ального каскада (ДК) (например, по схеме рис. 2.12, а), в которой максимально компенсируется дрейф нуля. В ка­честве второго каскада часто используется ДК с несиммет­ричным выходом (например, схема рис. 2.12, б). Третий выходной каскад выполняется по схеме эмиттерного повто­рителя (каскад с ОК), что обеспечивает малое выходное сопротивление ОУ. Современные ОУ используют схемы кас­кадов, которые гораздо сложнее рассмотренных, дополнительные элементы обеспечивают повышение входного со­противления, дополнительную стабилизацию режима покоя, повышение коэффициента усиления и т. д. Схемы ОУ мо­гут насчитывать несколько десятков транзисторов.

Свойства реальных ОУ в большей или меньшей степени приближаются к свойствам идеального ОУ. Система пара­метров, приводимая в справочниках, позволяет оценить эти свойства и определить режимы, в которых может исполь­зоваться ИМС. В табл. 2.2 приведены параметры некоторых ОУ.

Схемное обозначение (а) и упрощенная структурная схема ОУ (б)

Рис. 2.16. Схемное обозначение (а) и упрощенная структурная схема ОУ (б)

Таблица 2.2. Параметры операционных усилителей

Untitled Document

Параметр

14УД2

140УД6

140УД7

153УД1

12,6

12,6

15

15

8,0

8,0

2,8

6,0

35000 - 150000

35000

50000

20000 - 80000

0,7

0,35

0,2

0,6

5

5

4

5

-80

-80

-70

-65

10

10

11,5

10

300

300

400

100

-

-

-

200

-

-

2

2

ЭДС питания <?xml version="1.0"?>
и потребляемый от источника пита­ния ток <?xml version="1.0"?>
позволяют выбрать источник двухполярного питания по напряжению и по мощности. Параметры <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
характеризуют усилительные свойства ИМС. Пара­метр <?xml version="1.0"?>
(входной ток или ток утечки) характеризует ток покоя входного электрода. ИМС. Приводятся коэффициент ослабления синфазного сигнала <?xml version="1.0"?>
(см. § 2.6). Нередко приведены предельные напряжения на входах и между вхо­дами, при отсутствии этих параметров в паспортных дан­ных их принимают равными <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. В реальных ОУ режиму <?xml version="1.0"?>
= 0 соответствует ненулевое напряжение <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
, называемое напряжением смещения нуля (см. пе­редаточную характеристику ОУ, рис. 2.17). Предельное на­пряжение на выходе ОУ достигается при |<?xml version="1.0"?>
| = (0,9 <?xml version="1.0"?>
0,95) <?xml version="1.0"?>
. Это напряжение обозначим <?xml version="1.0"?>
. В справоч­нике приводится минимально возможное предельное напря­жение <?xml version="1.0"?>
, его значение заметно меньше напряжения <?xml version="1.0"?>
в большинстве образцов ИМС данного типа.

Передаточная характеристика ОУ

Рис. 2.17. Передаточная характеристика ОУ

Обобщенная схема замещения ОУ по переменной состав­ляющей соответствует рис. 2.18, б при подаче на вход на­пряжения <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
.

Неинвертирующий ОУ с ООС (а) и его передаточная характеристика (б)

Рис. 2.18. Неинвертирующий ОУ с ООС (а) и его передаточная характеристика (б)

Изображение источников питания <?xml version="1.0"?>
и -<?xml version="1.0"?>
, к которым подключают соответствующие выводы ИМС, па схемах не­редко опускают.

Несмотря на то что ОУ концентрирует в себе лучшие свойства усилительных устройств, непосредственно в каче­стве усилителя ОУ не применяется. Это связано с.двумя причинами; во-первых, линейный участок АОВ на переда-, точной характеристике (см. рис. 2.17) ограничен весьма ма­лыми напряжениями <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
. При увеличении входного . напряжения за эти границы выходное напряжение не изменяется, т. е. наблюдаются нелинейные искажения сиг­нала. Во-вторых, коэффициент усиления ОУ <?xml version="1.0"?>
меняется от экземпляра к экземпляру в очень широких пределах и очень сильно зависит от режима работы, в первую оче­редь от температуры, что обусловлено сильной зависимос­тью от температуры <?xml version="1.0"?>
транзисторов, входящих в состав ИМС. Эта нестабильность <?xml version="1.0"?>
затрудняет создание усили­тельных устройств.

Для улучшения параметров усилительных устройств применяют ОУ с ОС. На рис. 2.18, а приведена схема неинвертирующего усилителя на базе ОУ. Входной сигнал подается на прямой вход ИМС. С выхода ОУ напряжение ОС <?xml version="1.0"?>
подают на инвертирующий вход ОУ. Таким образом, на входах ОУ действует входное напряжение <?xml version="1.0"?>
и напряжение <?xml version="1.0"?>
, т. е. речь идет об ОС со сложением напряжений, называемой также последовательной ОС. Выходное., напряжение ОУ определяется разностью (<?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
), такая ОС называется отрицательной (ООС) (см. § 2.3).

Найдем коэффициент усиления схемы рис. 2.18, а. При этом полагаем, что <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
(эти усло­вия в реальных ОУ легко выполняются). Напряжение ОС

<?xml version="1.0"?>
(2.22)

где <?xml version="1.0"?>
.

Выходное напряжение определяется разностью напря­жений на входах ОУ:

<?xml version="1.0"?>

Отсюда формула для расчета ОУ с ООС имеет вид

<?xml version="1.0"?>
(2.23)

ООС уменьшает коэффициент усиления, так как на входе усилителя действует не напряжение <?xml version="1.0"?>
, а меньшее значение <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
. Поскольку в ОУ <?xml version="1.0"?>
очень велико, то из (2.23) при <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
получаем

<?xml version="1.0"?>
(2.24)

т.е <?xml version="1.0"?>
определяется лишь отношением сопротивлений <?xml version="1.0"?>
и не зависит от <?xml version="1.0"?>
.

Таким образом, введение ООС позволяет стабилизировать коэффициент усиления ИМС. Действительно, если <?xml version="1.0"?>
ИМС. Действительно, если <?xml version="1.0"?>
ИМС уменьшится, уменьшается значения <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
, возрастает разность (<?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
), что приведет к возрастанию <?xml version="1.0"?>
, компенсирующему первоначальное уменьшение выходного напряжения.

Формула (2.24) может быть получена другим путем, что позволит нам познакомиться с характерным расчетным при­емом, применяемым при анализе схем на ОУ. Выходное на­пряжение ОУ <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, а коэффициент усиления ИМС <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, следовательно, <?xml version="1.0"?>
, т.е. <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. Отсюда с учетом (2.22) следует (2.24). В ре­жиме линейного усиления напряжение между входами ОУ очень мало - это свойство проявляется в любых схемах включения ОУ и широко используется при анализе.

Хотя коэффициент усиления схемы зависит лишь от со­отношения сопротивлений <?xml version="1.0"?>
, и <?xml version="1.0"?>
. это не означает, что они могут быть выбраны совершенно произвольно. Мини­мальное сопротивление резисторов в схемах ОУ ограничено нагрузочной способностью ИМС. Максимальное сопротив­ление резистора ограничено, потому что протекающие через высокоомные резисторы малые токя будут соизмеримы-со входными токами ОУ и это усилит воздействие неидеально­сти ОУ на работу схемы (см. подробнее об этом в § 2.13). В практических схемах сопротивление находится в преде­лах <?xml version="1.0"?>
-<?xml version="1.0"?>
Ом.

Стабилизация коэффициента усиления ОУ за счет вве­дения ОС приближает свойства усилителя к источнику ЭДС, т. е. выходное сопротивление схемы рис. 2.18, а меньше, чем выходное сопротивление самого ОУ: <?xml version="1.0"?>
. Это еще одно достоинство, достигнутое за счет ОС. Вход­ное сопротивление схемы рис. 2.18, а определяется <?xml version="1.0"?>
, где <?xml version="1.0"?>
-ток между входами ОУ: <?xml version="1.0"?>
, где <?xml version="1.0"?>
- входное сопротивление собственно ОУ. Поскольку (<?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
) <?xml version="1.0"?>
0, то <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
0, а входное сопротивление резко увеличивается: <?xml version="1.0"?>
, что является достоинст­вом усилителя с ОС.

Выходное напряжение ОУ ограничено пределами <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
.

В схеме рис. 2.18, а режим линей­ного усиления соответствует вход­ным напряжениям, ограниченным значением <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
. По­скольку <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, передаточная характеристика ОУ с ОС имеет достаточно большую область ли­нейного усиления (рис. 2.18, б). Наклон передаточной характери­стики на линейном участке АОВ определяется коэффициентом уси­ления <?xml version="1.0"?>
: линия 1 приведена для <?xml version="1.0"?>
= 4, линия 2 для <?xml version="1.0"?>
= 10. Таким образом, введе­ние ОС позволяет расширить линейную область передаточной характеристики и уменьшить нелинейные искажения. На рис. 2.19 приведено входное напряжение <?xml version="1.0"?>
, подавае­мое на схему (рис. 2.18, а) и выходное напряжение схемы <?xml version="1.0"?>
при различных коэффициентах усиления <?xml version="1.0"?>
: <?xml version="1.0"?>
. Расширение области линейного усиления достигается за счет снижения коэффициента усиления. С этим эффектом мы уже сталкивались при рассмотрении, усилительных каскадов, например схемы с ОК (см. § 2.7), в которой также действует последовательная ООС по вы­ходному напряжению.

Форма сигналов на входе и выходе усилителя рис. 2.18 при различных коэффициентах усиления

Рис. 2.19. Форма сигналов на входе и выходе усилителя рис. 2.18 при различных коэффициентах усиления <?xml version="1.0"?>

Операционный усилитель при подаче сигнала на инвер­тирующий вход при усилении изменяет полярность сигнала на противоположную. При передаче синусоидального на­пряжения осуществляется сдвиг фазы усиливаемого сигна­ла на 180<?xml version="1.0"?>
. В усилительных устройствах широко применя­ется схема инвертирующего ОУ с ООС (рис. 2.20) Вход­ной сигнал и сигнал ООС подают на инвертирующий вход ОУ, при этом происходит сложение токов <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
т.е. речь идет об ООС со сложением токов, называемой также па­раллельной ООС. Для осуществления сложения токов не­обходимо исключить подключение непосредственно ко входу ОУ источников ЭДС, т.е. необходимо обеспечить <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
0, <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
0.

Найдем усилительные параметры ОУ с ООС. При ана­лизе полагаем: <?xml version="1.0"?>
; эти условия в реальных схемах легко выполняются. Поскольку у ИМС <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, то <?xml version="1.0"?>
= -<?xml version="1.0"?>
= i.

Инвертирующий ОУ с ООС (а) и его передаточная характеристика (б)

Рис. 2.20. Инвертирующий ОУ с ООС (а) и его передаточная характеристика (б)

В § 2.10 было отмечено, что на линейном участке передаточной характеристики ОУ напряжение между его входами <?xml version="1.0"?>
= 0. Тогда

<?xml version="1.0"?>
(2.25)

<?xml version="1.0"?>
(2.26)

Отсюда легко получить коэффициент усиления схемы рис. 2.20, а;

<?xml version="1.0"?>
(2.27)

Знак минус указывает, что полярности входного и вы­ходного напряжении противоположны. Коэффициент усиле­ния |<?xml version="1.0"?>
|<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, но при этом <?xml version="1.0"?>
зависит только от соот­ношения сопротивлений <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
поэтому его стабильность очень высока.

Найдем входное сопротивление ОУ с ООС:

<?xml version="1.0"?>

Так как <?xml version="1.0"?>
= i, из (2.25) следует

<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>

Конечное значение входного сопротивления отличает рассматриваемый ОУ от схемы рис. 2.18, а. При стабили­зации коэффициента усиления схема приближается по сво­им свойствам к источнику ЭДС, т.е. выходное сопротивле­ние снижается. Можно заключить, что <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, что является преимуществом, достигаемым за счет ООС.

Передаточная характеристика инвертирующего усилите­ля' приведена на рис. 2.20, б. Она отличается от характери­стики рис. 2.18, б тем, что расположена во втором и четвер­том квадрантах, что характерно для схем, инвертирующих полярность сигнала. Линейный участок характеристи­ки ограничен напряжениями <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
. Поскольку |<?xml version="1.0"?>
|<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, линейный участок передаточной характеристи­ки расширяется за счет введения ООС и сигналы большей амплитуды передаются без искажений.

Таким образом, введение ООС в схему инвертирующего ОУ позволяет улучшить его параметры:(повысить стабиль­ность коэффициента усиления, уменьшить выходное сопро­тивление, расширить линейную область передаточной харак­теристики и снизить искажения при передаче сигналов большой амплитуды. Такие же результаты достигаются и при введении ООС в неинвертирующий ОУ, отличается только значение входных сопротивлений (см. § 2.10). Та­ким образом, с помощью ООС за счет ухудшения одного из параметров (снижение коэффициента усиления <?xml version="1.0"?>
) можно улучшить остальные параметры. Снижение Ки во мно­гих схемах несущественно, так как ОУ обладают очень вы­соким <?xml version="1.0"?>
. При необходимости большого усиления сигналов применяют многокаскадные схемы, в которых каждый кас­кад выполнен на ОУ и охвачен цепью ООС.

На ОУ создаются схемы, предназначенные для выпол­нения математических операций над входными сигналами (сложение, вычитание, интегрирование, выделение модуля функции и т.п.). Такие схемы находят широкое примене­ние в устройствах автоматического управления, они состав­ляют основу аналоговых ЭВМ. Наиболее распространенны­ми являются суммирующие и интегрирующие схемы на ОУ, а также ряд схем, в которых ОУ используется в нелиней­ном режиме ь(эти схемы рассмотрены в гл. 3).

Инвертирующий сумматор на ОУ (а) и временные диаграммы сигналов на его входах и выходе (б)

Рис. 2.21. Инвертирующий сумматор на ОУ (а) и временные диаграммы сигналов на его входах и выходе (б)

На рис. 2.21, а приведена схема инвертирующего сумма­тора. Она собрана на базе ОУ с инвертирующим входом и цепью параллельной ООС (см. § 2.11), Поскольку <?xml version="1.0"?>
ОУ велико,

<?xml version="1.0"?>
(2.28)

Как и в схеме рис. 2.20, а, <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
. Входные токи определяются с учетом того, что между входами ИМС ОУ напряжение равно нулю <?xml version="1.0"?>
. Тогда из (2.28) следует

<?xml version="1.0"?>

отсюда

<?xml version="1.0"?>
(2.29)

Неинвертирующий сумматор на ОУ (а), его схема замещения (б) и схема вычитателя (в)

Рис. 2.22. Неинвертирующий сумматор на ОУ (а), его схема замещения (б) и схема вычитателя (в)

Знак минус показывает, что наряду с суммированием происходит инвертирование полярности сигналов. На рис. 2.21, б приведены временные диаграммы, иллюстрирующие работу инвертирующего сумматора.

На рис. 2.22, а приведена схема неинвертирующего сумматора. В основе этой схемы лежит неинвертирующий ОУ с ОС (см. рис. 2.18, а). Выделим названную схему и заменим ее схемой замещения, содержащей <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
и источник напряжения <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
(выходное сопротивле­ние равно нулю) (рис. 2.22, б). Так как <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
, то <?xml version="1.0"?>
или со закону Ома

<?xml version="1.0"?>

Отсюда

<?xml version="1.0"?>

где n - число входов скмматора (в рассматриваемой схеме n=3).

Напряжение на выходе ОУ найдем с учетом (2.24):

<?xml version="1.0"?>

Таким образом, выходное напряжение пропорционально сумме входных сигналов. Но коэффициент передачи по напряжению схемы рис 2.22, а зависит от числа входов n. нетрудно видеть, что <?xml version="1.0"?>
однозначно определяется средним входным сигналом: <?xml version="1.0"?>
.

На рис. 2.22, в представлена схема вычитателя на ОУ. Рассмотрим его работу методом суперпозиция. Вначале положим <?xml version="1.0"?>
=0, т. е. зако­ротим источник <?xml version="1.0"?>
. Тогда схема сводится к неинвертируюшему ОУ (рис. 2.18, а), на входе которого включен делитель напряжения с коэффициентом передачи <?xml version="1.0"?>
. С учетом (2.24) <?xml version="1.0"?>
. Теперь положим <?xml version="1.0"?>
=0 (закоротим ис­точник <?xml version="1.0"?>
). Схема сводится к инвертирующему ОУ (рис. 2.20, а), по-скольку подключение к прямому входу резисторов <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
не изменяет потенциал на прямом входе идеального ОУ, у которого входной ток мал. Тогда в соответствии с (2.27) <?xml version="1.0"?>
.

В результате воздействия двух сигналов выходное напряжение <?xml version="1.0"?>
. При <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
получим

<?xml version="1.0"?>

Источник напряжения, управляемый током, получим из схемы рис. 2.20, а при <?xml version="1.0"?>
= 0. При этой <?xml version="1.0"?>
=0 и источник сигнала <?xml version="1.0"?>
работает в режиме источника тока <?xml version="1.0"?>
. Выходное напряжение при учете u*=0 определяется

<?xml version="1.0"?>

Источник тока, управляемый напряжением, получим также из схемы рис 2.20, а, если включим нагрузку в качестве резистора <?xml version="1.0"?>
. Тогда

<?xml version="1.0"?>

Интегратор на ОУ также создается на базе инвертирующего ОУ (рис. 2.23, а). В цепь ОС включен конденсатор С. Как известно из курса ТОЭ,

<?xml version="1.0"?>
(2.30)

Интегратор на ОУ (а) и временные диаграммы сигналов на его входе и выде (б)

Рис. 2.23. Интегратор на ОУ (а) и временные диаграммы сигналов на его входе и выде (б)

Поскольку <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
, то

<?xml version="1.0"?>
(2.31)

Напряжение между входами ИМС ОУ равно нулю, по­этому <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
. Учитывая (2.30) и (2.31), получаем

<?xml version="1.0"?>

Схема выполняет математическую операцию интегриро­вания. Перейдем от неопределенных интегралов к определенным, тогда (2.32) запишется в виде

<?xml version="1.0"?>

Выходное напряжение <?xml version="1.0"?>
зависит от начальных усло­вий, т, е. от начального напряжения на конденсаторе в момент t = 0 <?xml version="1.0"?>
(0). На рис. 2.23, б представлены времен­ные диаграммы, иллюстрирующие работу интегратора. При подаче на вход постоянных напряжении на выходе получа­ем линейно изменяющиеся напряжения.

Анализ схем на ОУ в § 2.10-2.12 проведен в несколько упрощенном виде при идеализации свойств ОУ. При прак­тическом использовании рассмотренных схем их приходит­ся снабжать дополнительными элементами.

При построении входных каскадов ОУ на биполярных транзисторах (см. схему рис. 2.12, а) базовые токи входных транзисторов протекают через входную цепь. На рис. 2.24 приведена схема инвертирующего ОУ с ОС, на которой по­казаны входные токи <?xml version="1.0"?>
. Падение напряжения при проте­кании входных токов найдем в режиме покоя: <?xml version="1.0"?>
=0. Ток <?xml version="1.0"?>
инвертирующего входа может протекать по резисторам <?xml version="1.0"?>
, и <?xml version="1.0"?>
, что создает на этом входе падение напряжения

<?xml version="1.0"?>

Поскольку <?xml version="1.0"?>
ОУ очень велик, то весьма малое значе­ние <?xml version="1.0"?>
может вызвать существенные значения <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
Ненулевое <?xml version="1.0"?>
при <?xml version="1.0"?>
=0 затрудняет использование ОУ. Для исключения вредного влияния входных токов к прямо­му входу ОУ подключают резистор R=<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
/(<?xml version="1.0"?>
+<?xml version="1.0"?>
)-Входной ток прямого входз создает на нем падение напря­жения, входной сигнал определяется разностью напряже­ний на прямом и инверсном входах и при равенстве вход­ных токов обоих входов <?xml version="1.0"?>
= 0. Схема рис. 2.24 с рези­стором R является практической схемой инвертирующего. ОУ. Аналогичные дополнения вносятся в схемы интегратора и инвертирующего сумматора. В схеме рис. 2.18, а также стремятся выбрать резисторы в цепи ОС таким образом, чтобы сопротивление для входных токов прямого и инвер­сного входов было одинаковым. При этом учитывается, что ток прямого входа протекает через внутреннее сопротивле­ние источника <?xml version="1.0"?>
(на схеме рис. 2.18, а не показан).

Инвертирующий ОУ с компенсацией воздействия входных токов

Рис. 2.24. Инвертирующий ОУ с компенсацией воздействия входных токов

Примеры схем компенсации напряжения смещения нуля

Рис. 2.25. Примеры схем компенсации напряжения смещения нуля

В § 2.9 указывалось, что передаточная характеристика ОУ в реальных образцах несимметрична относительно пу­ля (см. рис. 2.17). Эта несимметрия характеризуется напряжением смещения нуля <?xml version="1.0"?>
, которое различно в каждом экземпляре ИМС, но ограничено предельной величиной, приводимой в паспортных данных ОУ (см. табл. 2.2). Напряжение смещения нуля <?xml version="1.0"?>
приводит к тому, что при нулевом входном сигнале <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
0. Для компенсации вредно­го влияния напряжения смещения нуля многие схемы на ОУ снабжают специальными цепями, позволяющими путем ре­гулировки устранить воздействие <?xml version="1.0"?>
. На рис. 2.25 приве­дены примеры схем инвертирующего и неинвертирующего ОУ с ОС, дополненные цепями для компенсации напряже­ния смещения нуля. Схемы содержат потенциометры, уста­новка которых производится в период отладки устрой­ства.

Необходимость компенсации вредного влияния входных токов и напряжения смещения нуля следует учитывать при создании всех устройств, рассмотренных в § 2.10-2.12. Введение корректирующих цепей не меняет принципы, положенные в основу работы этих устройств. Можно пока­зать, что основные соотношения, приведенные в § 2.10-2.12, остаются справедливыми,

В идеальном ОУ мы не вводим ограничений по частот­ным свойствам, считая, что ОУ способен усиливать сигналы любой частоты, начиная от постоянной составляющей и кон­чая высокочастотными колебаниями, при этом <?xml version="1.0"?>
не зави­сит от частоты, а фазовый сдвиг между входным и выход­ным сигналами равен нулю при подаче сигнала на прямой вход и равен <?xml version="1.0"?>
при подаче сигнала на инверсный вход. В реальном ОУ, как и в любом другом транзисторном уси­лителе, способность усиливать высокочастотные сигналы ог­раничена инерционностью усилительного элемента-тран­зистора.

Форма сигналов на входе и выходе ОУ

Рис. 2.26. Форма сигналов на входе и выходе ОУ

При рассмотрении транзистора (§ 1.5) было установле­но, что с ростом частоты модуль коэффициента передачи | <?xml version="1.0"?>
| уменьшается и появляется запаздывающий фазовый сдвиг. Указанное явление обусловливает зависимость Ки ОУ от частоты: с ростом частоты <?xml version="1.0"?>
также уменьшается, появляется запаздывающий фазовый сдвиг, т, е. <?xml version="1.0"?>
приоб­ретает комплексный характер. На рис. 2.26 показана форма <?xml version="1.0"?>
(t) и <?xml version="1.0"?>
(t) ОУ при подаче на вход сигналов прямоугольной формы. Инерционность транзисторов приводит к тому что форма импульсов искажается, импульсы <?xml version="1.0"?>
имеют трапецеидальную, а при высокой частоте следования импульсов - треугольную форму. На высоких частотах ам­плитуда импульсов падает, так как за время импульса напряжение не успевает дорасти до предельного значения. Ин­тенсивность снижения коэффициента усиления зависит от числа каскадов усилителя. В области высоких частот на ча­стоте f коэффициент усиления i-го каскада <?xml version="1.0"?>
падает в <?xml version="1.0"?>
раз и появляется запаздывающий фазовый сдвиг <?xml version="1.0"?>
. В многокаскадном усилителе модуль коэффициента усиления

<?xml version="1.0"?>
(2.33)

где <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
- модули коэффициентов усиления кас­кадов в области низких и средних частот. Таким образом, <?xml version="1.0"?>
падает в <?xml version="1.0"?>
раз, где <?xml version="1.0"?>
. Фазовый сдвиг накапливается от каскада к каскаду, и в многокаскадном усилителе он равен <?xml version="1.0"?>
. Зависимость <?xml version="1.0"?>
(f) называется амплитудно-частотной характеристикой усилителя, а зависимость <?xml version="1.0"?>
(f) -фазо-частотной характеристикой. На рис. 2.27 приведены типичные характеристики ОУ. На частотных характеристиках можно выделить две об­ласти: в первой из них <?xml version="1.0"?>
максимален и фазовый сдвиг от­сутствует, эта область называется полосой пропускания усилителя; во второй области, области высоких частот, <?xml version="1.0"?>
падает и с ростом частоты нарастает фазовый сдвиг <?xml version="1.0"?>
. Для разграничения областей вводится количественный кри­терий. Чаще всего области разграничиваются частотой <?xml version="1.0"?>
, на которой <?xml version="1.0"?>
. При необходимо­сти, большей стабильности <?xml version="1.0"?>
в пределах полосы пропуска­ния она ограничивается на уровне <?xml version="1.0"?>
= 0,9 и даже 0,99 <?xml version="1.0"?>
. Современная промышленность обеспечивает производст­во весьма совершенных схем ОУ, в которых полоса про­пускания достаточна для их практического использования в большинстве схем промышленной электроники.

Частотные характеристики ОУ

Рис. 2.27. Частотные характеристики ОУ

Однако не идеальность частотных свойств ОУ необходи­мо учитывать при использовании схем с ОС, применение которой, как было показано ранее, является обязательным в любом усилительном устройстве. Обратимся к схеме ряс. 2.18, a. Коэффициент усиления этой схемы определяется по формуле (2.23). Однако в области высших частот f<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
коэффициент усиления ОУ следует считать комплексной вели­чиной <?xml version="1.0"?>
, так как между выходным и входным напряжени­ем ИМС появляется фазовый сдвиг <?xml version="1.0"?>
. Тогда комплексный характер приобретает и коэффициент усиления схемы рис. 2.18, а:

<?xml version="1.0"?>
(2.34)

На частоте <?xml version="1.0"?>
, показанной на рис. 2.27, фазовый сдвиг <?xml version="1.0"?>
=180<?xml version="1.0"?>
. Коэффициент усиления <?xml version="1.0"?>
на этой частоте явля­ется действительной, но отрицательной величиной: <?xml version="1.0"?>
= - <?xml version="1.0"?>
. Подставим это значение в (2.34):

<?xml version="1.0"?>
(3.35)

На частоте <?xml version="1.0"?>
| <?xml version="1.0"?>
|>|<?xml version="1.0"?>
|, т. е. за счет фазового сдвига (<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
) ООС превратилась в ПОС, увеличивающую <?xml version="1.0"?>
. При <?xml version="1.0"?>
= 1 из (2.35) получаем <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
. Это означает, что при <?xml version="1.0"?>
=0 на выходе существует ненулевое выходное на­пряжение. Это явление называется самовозбуждением уси~ лителя и совершенно недопустимо при его работе. Объяс. няется это явление тем, что при ПОС поступающий на вход выходной сигнал поддерживает выходное напряжение, ко­торое по цепи ОС вновь возбуждает ОУ. При <?xml version="1.0"?>
>1 вы­ходное напряжение будет увеличиваться до тех пор, пока искажения формы сигнала не приведут к снижению <?xml version="1.0"?>
, так что установится <?xml version="1.0"?>
= 1.

Сформулируем условия самовозбуждения:

    1) <?xml version="1.0"?>
-суммарный фазовый сдвиг, вносимый при передаче сигнала ОУ и ОС. Выполне­ние этого условия означает существование ПОС.

    2) <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
1.

Для исключения возможности самовозбуждения в уси­лительных устройствах принимаются разнообразные меры: во-первых, число каскадов, охваченных ОС, должно быть ограничено, так как каждый новый каскад увеличивает фа­зовый сдвиг на высоких частотах. Поэтому в ОУ применя­ют трехкаскадные схемы, а в последние годы - и двух-каскадные ОУ. Возможности получения очень высоких зна­чений <?xml version="1.0"?>
в одной ИМС при этом ограничиваются. Во-вторых, применяют корректирующие RC-цепочки, ко­торые подключаются к определенным выводам ОУ и сни­жают <?xml version="1.0"?>
па частоте <?xml version="1.0"?>
до минимума, при котором условия самовозбуждения не выполняются, т.е. <?xml version="1.0"?>
<1 при <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
. Амплитудно-частотная характеристика ОУ при этом изменяется, как показано на рис. 2.27, а пунктиром.

Типовые схемы корректирующих цепей широко приво­дятся в справочной литературе. Расчет корректирующих цепей проводится методами, используемыми в теории ав­томатического регулирования для анализа и синтеза ли­нейных непрерывных автоматических систем. В ряде ОУ корректирующие цепочки выполнены в составе самой ИМС.

Устранение опасности самовозбуждения при применении корректирующих цепей сужает полосу пропускания усили­тельных устройств. Это является своеобразной платой за те преимущества, которые дает нам использование ООС. Надо заметить, что сами по себе цепи ООС стабилизируют коэффициент усиления <?xml version="1.0"?>
и расширяют полосу пропуска­ния, но это не искупает снижения <?xml version="1.0"?>
при введении коррек­тирующих цепей.

Опасность самовозбуждения часто подстерегает разра­ботчиков электронных устройств даже при правильно вы­бранных цепях коррекции. Самовозбуждение может воз­никнуть за. счет паразитных ОС, т. е. таких, которые не предусматриваются разработчиком: Эти связи могут воз­никнуть из-за наличия паразитных реактивных элементов в схеме, за счет применения недостаточно стабилизирован­ного источника питания и т. п. Только создание систем ав­томатизированного проектирования (САПР) электронных устройств позволяет учесть множество основных и пара­зитных параметров элементов электронных узлов и надеж­но обеспечить при проектировании исключение самовоз­буждения. В § 2.15 и в гл. 3 мы познакомимся с устройст­вами с ПОС, в которых самовозбуждение не является нежелательным, а, напротив, используется при создании многих важных электронных узлов.

Избирательным усилителем называется схема, имеющая максимальный коэффициент передачи в узкой полосе ча­стот вблизи <?xml version="1.0"?>
. За пределами этой узкой полосы пропуска­ния коэффициент усиления резко спадает к нулю. Выделе­ние одной гармоники из сигнала сложного гармонического состава бывает необходимым при исследовании физичес­ких процессов, при управлении многими объектами. Широ­ко применяются избирательные усилители в связи, напри­мер в радиосвязи: с помощью настройки избирательного усилителя на несущую частоту передатчика осуществляется частотная селекция полезного сигнала. Избирательные усилители позволяют выбирать нужные сигналы при пе­редаче нескольких сообщений по одному каналу связи.

Широкое распространение получили избирательные уси­лители, построенные на основе ОУ. Как показано в § 2.10, 2.11, коэффициент усиления ОУ с ООС определяется только параметрами цепи ОС. Если в цепи ОС использовать RС-цепь коэффициент передачи и фазовый сдвиг которой зависят от частоты можно обеспечить требуемую зависи­мость коэффициента передачи избирательного усилителя от частоты.

Избирательный усилитель (а) и временные диаграммы сигналов на входе и выходе (б)

Рис. 2.28. Избирательный усилитель (а) и временные диаграммы сигналов на входе и выходе (б)

В качестве частотозависимых цепей применяют различ­ные RC-цепочки, например схему моста Вина. На рис. 2.28, а показана схема избирательного усилителя с мостом Вина (схема моста выделена пунктиром). При подаче на вход усилителя несинусоидального напряжения <?xml version="1.0"?>
(t) частоты <?xml version="1.0"?>
на выходе получаем синусоидальный сигнал (рис. 2.28, б).

Частотные характеристики ВИна (а) и избирательного усилителя (б)

Рис. 2.29. Частотные характеристики Вина (а) и избирательного усилителя (б)

Рассмотрим частотные характеристики моста Вина (рис. 2.29, а). Мост состоит из последовательного (<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
) и параллельного (<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
) звеньев (см. рис. 2.28, a). При прохождении через мост сигнал низкой частоты теряется на конденсаторе <?xml version="1.0"?>
, а сигнал высокой частоты гасится на делителе напряжения, состоящем из последовательного и параллельного звеньев, так как с ростом частоты сопро­тивление конденсатора <?xml version="1.0"?>
падает. Поэтому наибольший коэффициент передачи мост имеет на некоторой частоте <?xml version="1.0"?>
. Фазовый сдвиг, вносимый мостом, на частоте <?xml version="1.0"?>
равен нулю. При оптимальных соотношениях <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
= С, <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
= R частота <?xml version="1.0"?>
=1/(2<?xml version="1.0"?>
RC); при f=<?xml version="1.0"?>
коэффициент передачи моста <?xml version="1.0"?>
=1/3.

Вернемся к рассмотрению избирательного усилителя в целом. На частотах, отличных от <?xml version="1.0"?>
, коэффициент пере­дачи моста Вина мал и можно считать, что сигнал на пря­мом входе ОУ <?xml version="1.0"?>
=0. Схема идентична инвертирующему ОУ (рис. 2.20, а) и имеет коэффициент усиления, определяемый по (2.27), K<?xml version="1.0"?>
= -<?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
.

На частоте <?xml version="1.0"?>
коэффициент передачи моста Вина мак­симален. Через мост Вина на вход ОУ подаётся сигнал ПОС, который резко увеличивает коэффициент усиления схемы <?xml version="1.0"?>
по сравнению со значением <?xml version="1.0"?>
. Частотная ха­рактеристика избирательного усилителя приведена на рис. 2,29, б. Чем выше коэффициент усиления <?xml version="1.0"?>
= -<?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
, тем уже усиливаемая область частот (полоса пропускания), ваше отношение <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
.

Однако при значении <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
=2 выполняется условие самовозбуждения (см. § 2.14) и коэффициент усиления схемы <?xml version="1.0"?>
на частоте <?xml version="1.0"?>
становится равным бесконечности, Это означает, что на выходе схемы будут существовать си­нусоидальные колебания частоты <?xml version="1.0"?>
и при нулевом входном сигнале. В таком виде схема рис. 2.28, а становится гене­ратором синусоидального напряжения, цепь источника входного напряжения может быть исключена (источник <?xml version="1.0"?>
закорочен).

Рассмотренная схема не является единственным примером схем избирательных усилителей и генераторов синусоидальных сигналов. Существуют многочисленные варианты этих устройств, построенные на базе других частото-зависимьгх RС-цепей.

Наряду с применением основного типа усилителей - УПТ - в ряде случаев оказывается целесообразным ис­пользование усилителей с емкостной связью. На рис. 2.30 в качестве примера показан усилитель с емкостной связью, выполненный на базе ОУ. Применение емкостной связи между каскадами усилителей в настоящее время вышло из употребления, так как конденсаторы с большой емко­стью невыполнимы в виде элементов ИМС.

Усилитель с емкостной связью и его схема замещения

Рис. 2.30. Усилитель с емкостной связью и его схема замещения

Достоинством усилителей с емкостной связью является отсутствие дрейфа нуля: конденсаторы не пропускают по­стоянной составляющей, в том числе напряжения дрейфа.

При подаче сигнала без постоянной составляющей, по­казанного на рис. 2.31, а , выходной сигнал практически повторяет форму входного, но при передаче сигнала, име­ющего постоянную составляющую (рис. 2.31, б) она через конденсаторы связи <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
не передается и форма сигна­ла на выходе уже не соответствует входному. По выход­ному напряжению усилителя с емкостной связью нельзя за­ключить, какова форма входного сигнала - как на рис. 2.31, а или б. Ограниченность частотного диапазона усили­телей с емкостной связью является их главным недостат­ком, из-за которого по мере совершенствования УПТ об­ласть их применения заметно сократилась.

Временные диагаммы сигналов на входе и выходе усилителя с емкостной связью (а,б) и его частотные характеристики (в)

Рис. 2.31. Временные диагаммы сигналов на входе и выходе усилителя с емкостной связью (а,б) и его частотные характеристики (в)

Рассмотрим частотные свойства усилителей с емкост­ной связью. Вся область частот разбивается на три части: рабочая область средних частот (полоса пропускания) ха­рактеризуется тем, что сопротивление конденсаторов 1/<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
и 1/<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
мало и переменный сигнал без потерь про­ходит через конденсаторы. Усиление в этой области частот постоянно и не зависит от частоты, В области высоких частот проявляется инерционность транзисторов. Как и в УПТ (см. § 2.14), с ростом частоты снижается коэффициент уси­ления и появляется запаздывающий фазовый сдвиг между входным и выходным сигналами усилителя. В области низ­ких частот сопротивление конденсаторов <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
растет, часть сигнала прикладывается к конденсаторам и теряется на них, коэффициент усиления с уменьшением частоты па­дает, На рис. 2.31, в приведены амплитудно-частотные и фазо-частотные характеристики усилителя с емкостной связью. Полоса пропускания ограничена частотами <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
, на которых |<?xml version="1.0"?>
| = <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
.

Для анализа усилителя по схеме рис. 2.30, а заменим собственно усилитель обобщенной схемой замещения, состоящей из входного сопротивления <?xml version="1.0"?>
, источника напряжения <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
и выходного сопротивления <?xml version="1.0"?>
(рис. 2.30, б). Полученная схема замещения усилителя с конденсаторами связи <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
описывается выражением в комплексной форме:

<?xml version="1.0"?>
(2.36)

где <?xml version="1.0"?>
- коэффициент передачи входной цепи:

<?xml version="1.0"?>
(2.37)

<?xml version="1.0"?>
- коэффициент передачи выходной цепи:

<?xml version="1.0"?>
(2.38)

Проанализируем зависимость <?xml version="1.0"?>
от частоты. Для этого поделим числитель и знаменатель (2.37) на (<?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
):

<?xml version="1.0"?>
(2.39)

где <?xml version="1.0"?>
- коэффициент передачи входной цепи при 1/<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= 0, т.е. в области средних и высших частот; <?xml version="1.0"?>
- постоянная времени цепи заряда конденсатора <?xml version="1.0"?>
.

Модуль коэффициента передачи <?xml version="1.0"?>
обозначим <?xml version="1.0"?>
, где <?xml version="1.0"?>
показывает, во сколько раз уменьшается коэффициент передачи на частоте <?xml version="1.0"?>
. Из (2.39) получим

<?xml version="1.0"?>
(2.40)

При уменьшении частоты <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
растет, а <?xml version="1.0"?>
падает, так как уве­личивается сопротивление конденсатора <?xml version="1.0"?>
и на нем теряется часть сигнала <?xml version="1.0"?>
. При этом по цепочке <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
протекает емкостный операционный ток, создающий на <?xml version="1.0"?>
падение напряжения <?xml version="1.0"?>
, опережающее <?xml version="1.0"?>
. Из (2.39) получаем

<?xml version="1.0"?>
(2.41).

Аналогичный анализ можно проделать и для цепи <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. Для этого в (2.40) -(2.41) вместо <?xml version="1.0"?>
подставим <?xml version="1.0"?>
, где <?xml version="1.0"?>
- постоянная цепи заряда конденсатора <?xml version="1.0"?>
. При этом получим выражение для <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
, аналогичные по структуре (2.40) и (2.41).

Коэффициент усиления схемы с емкостными связями в соответствия с (2.36)

<?xml version="1.0"?>

где <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
- параметр, показывающий, во сколько раз уменьшается коэффициент усиления усилителя (по сравнению с максимальным значением <?xml version="1.0"?>
) на частоте <?xml version="1.0"?>
=2 <?xml version="1.0"?>
f.

Фазовые искажения, вносимые конденсаторами, складываются:

<?xml version="1.0"?>

На характеристиках рис. 2.31, в показано падение мо­дуля коэффициента усиления на низких частотах и появле­ние фазового опережающего сдвига <?xml version="1.0"?>
. Для расширения по­лосы пропускания в область низких частот необходимо увеличивать емкости конденсаторов <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
, что приводит к ухудшению массогабаритных показателей усилителей.

Спад амплитудно-частотной характеристики в области низших частот приводит к появлению искажений формы передаваемых сигналов, На рис. 2.31 показано, что при передаче прямоугольных импульсов напряжение на выходе усилителя имеет спад на вершине. Это падение напряжения обусловлено неспособностью усилителя передавать сигналы с малой частотой или медленно изменяющиеся сигналы. Искажения формы импульсов тем больше, чем длительнее импульсы.

Рассмотренные усилители (§ 2.1-2.16) усиливают различные параметры сигнала; мощность, напряжение и ток. Однако мощность, которую усилители способны передать в нагрузку, очень мала. Так, ИМС ОУ 140УД7 имеет на выходе напряжение до 11,5 В, минимальное сопротивление нагрузки 2 кОм. При этом максимальная мощность, передаваемая в нагрузку, <?xml version="1.0"?>
. На уровне столь малых мощностей энергетические показатели усилителей (например, КПД) не играют большой роли, и при проектировании в центре внимания находятся только проблемы передачи информации: усиление сигнала по напряжению, стабильность коэффициента усиления, отсутствие искажений формы сигнала, полная передача полезной части спектра и т. д. По-иному обстоит дело при создании усилителей, на выходе которых имеется нагрузка, потребляющая от усилителя заметную мощность (мало-мощные двигатели, различные исполнительные механизмы др.). В этом случае при проектировании выходного нас­ада усилителя энергетические вопросы являются первостепенными. Только при высоком значении КПД могут быть снижены потери энергии источника питания, уменьшен нагрев полупроводниковых приборов и снижена их мощность. Каскады усиления мощности отличаются от рассмотренных нами схем не только своей структурой, но и особенностями расчета. Можно считать, что в известной степени каскады усиления мощности относятся к схемам энергетической электроники, при создании которых в первую очередь не­обходимо обеспечить благоприятные энергетические соотношения.

Рассмотрим наиболее характерные способы построения каскадов усиления мощности. Они различаются классами усиления (см. § 2.1).

Каскад усиления мощности класса А приведен на рис. 2.32, а. Для создания усилителя мощности класса А необходимо применение трансформаторной связи с на­грузкой. Трансформатор не передает постоянную составля­ющую сигнала, поэтому частотная характеристика такого каскада аналогична частотной характеристике каскадов с емкостной связью (см. рис. 2.31, в). В режиме покоя (<?xml version="1.0"?>
=0) за счет напряжения смещения <?xml version="1.0"?>
, подаваемого на базу, протекают токи <?xml version="1.0"?>
.

Будем считать трансформатор идеальным (т.е. пренебрегаем потерями в нем, считаем индуктивность намагничивания очень большой, а индуктивности рассеяния малыми). Тогда сопротивление первичной обмотки трансформатора постоянному току равно нулю и в режиме покоя <?xml version="1.0"?>
. на выходных характеристиках транзистора построим линию нагрузки по постоянному току, она представляет собой вертикальную прямую (рис. 2.32, б). Точка покоя О имеет координаты <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
.

Однотактный  усилитель мощности класса А: а - схема; б - построение линий нагрузки; в - временные диаграммы токов и напряжений

Рис. 2.32. Однотактный усилитель мощности класса А: а - схема; б - построение линий нагрузки; в - временные диаграммы токов и напряжений

При подаче входного сигнала <?xml version="1.0"?>
появляется приращения токов базы <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
и коллектора <?xml version="1.0"?>
. Нагрузкой для транзистора является сопротивление <?xml version="1.0"?>
, где <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
- числа витков в первичной и нагрузочной обмотках трансформатора. Посторим линию нагрузки по переменному току. Для этого, как и в § 2.2, проведем через точку покоя О прямую линию под углом, определяемым <?xml version="1.0"?>
. При положительном входном сигнале ток коллектора растет, увеличивается падение напряжения на первичной обмотке трансформатора, снижается напря­жение на коллекторе (отрезок QA, рис. 2.32, б). При уменьшении <?xml version="1.0"?>
снижается <?xml version="1.0"?>
, напряжение на коллекторе увеличивается (отрезок ОВ) и к транзистору прикладывается не только ЭДС источника питания <?xml version="1.0"?>
, но и противо-ЭДС трансформатора. При большом <?xml version="1.0"?>
величина <?xml version="1.0"?>
в пределе достигает 2<?xml version="1.0"?>
, что необходимо учитывать при выборе транзисторов. На рис. 2.32, в показаны кривые напряжений <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
и коллектора <?xml version="1.0"?>
при передаче двухполярного прямоугольного сигнала.

Определим КПД каскада <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
, где <?xml version="1.0"?>
- мощность нагрузки; <?xml version="1.0"?>
- мощность, потребляемая от источника питания <?xml version="1.0"?>
. При идеальном трансформаторе и при сигнале <?xml version="1.0"?>
, показанном на рис. 2.32, в,

<?xml version="1.0"?>
(2.42)

где <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
; <?xml version="1.0"?>
- амплитуда <?xml version="1.0"?>
, в данном случае <?xml version="1.0"?>
равно действующему значению.

В классе А всегда

<?xml version="1.0"?>
(2.43)

Для получения максимальной амплитуды <?xml version="1.0"?>
(при <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
1), как следует из рис. 2.32, б , следует выбирать <?xml version="1.0"?>
, тогда (2.43) запишем в виде

<?xml version="1.0"?>
(2.44)

Из (2.42) и (2.44) получим

<?xml version="1.0"?>
(2.45)

На рис. 2.33 приведены зависимости <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
от <?xml version="1.0"?>
. Из рассмотрения этих графиков делаем следующие выводы:

    1) максимальный КПД достигается при больших зна­чениях <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
, т. е. при усилении больших сигналов;

    2) мощность, потребляемая от источника, <?xml version="1.0"?>
не зависит от передаваемого сигнала;

    3) максимальная мощность потерь <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
Р имеет место в режиме покоя, когда <?xml version="1.0"?>
=0. Мощность потерь - это мощность, затрачиваемая на нагрев транзистора, сле­довательно, для транзистора наиболее тяжелым является режим покоя, и по этому режиму надо выбирать транзи­стор по мощности: <?xml version="1.0"?>
.

Зависимости

Рис. 2.33. Зависимости <?xml version="1.0"?>
= f(<?xml version="1.0"?>
) и <?xml version="1.0"?>
= f(<?xml version="1.0"?>
) для усилителя мощности класса А

При передаче сигналов произвольной формы значение КПД будет определяться средним значением коэффициен­та <?xml version="1.0"?>
и будет значительно ниже значений, достигаемых при <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
1.

Например, при синусоидальном <?xml version="1.0"?>
формы <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
синусоидальны, <?xml version="1.0"?>
в течение полупериода изменяется по си­нусоидальному закону от 0 до <?xml version="1.0"?>
, а в пределе от 0 до 1. Учет реальных свойств трансформатора дает еще меньшие значения КПД каскада усиления мощности. Таким обра­зом, усилитель по схеме рис. 2.32, а, как и все каскады, работающие в классе А, дает возможность передачи даухполярного сигнала без искажений, однако обладает рядом недостатков: имеет низкий КПД, особенно при малых зна­чениях <?xml version="1.0"?>
; мощность <?xml version="1.0"?>
не зависит от входного сигнала и при малых сигналах затрачивается впустую; каскад дол­жен иметь трансформаторную связь с нагрузкой, что опре­деляет неблагоприятный характер его частотной характе­ристики и невозможность передачи однополярных сигналов.

Однотактный каскад класса В приведен на рис. 2.34, а. Нагрузка включается непосредственно в коллекторную цепь транзистора. В режиме покоя, когда <?xml version="1.0"?>
= 0, смещение на базу транзистора не подается и <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
=0, т. е. нагрева транзистора в режиме покоя практи­чески не происходит. При подаче на базу транзистора по­ложительного входного сигнала ток коллектора увеличи­вается, появляется падение напряжения на нагрузке <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. При отрицательном напряжении на входе транзистор заперт, <?xml version="1.0"?>
= 0. Такой усилитель в классе В может усиливать толь­ко однополярпые сигналы, это ис­ключает применение трансформа­тора на выходе для связи с на­грузкой. На рис. 2.34, б приведе­ны кривые входного и выходного напряжения каскада при передаче одпополярного сигнала.

Однотактный усилитель мощности класса В: а - схема; б - временные диаграммы токов и напряжений

Рис. 2.34. Однотактный усилитель мощности класса В: а - схема; б - временные диаграммы токов и напряжений

Определим КПД каскада для случая указанного сигнала. Мощ­ность, отдаваемую в нагрузку, определим с учетом того, что в данном случае действующее зна­чение <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
:

<?xml version="1.0"?>
(2.46)

Мощность, потребляемая от источника, зависит от сред­него тока, протекающего через нагрузку:

<?xml version="1.0"?>
(2.47)

Из (2.46) и (2.47) получим КПД

<?xml version="1.0"?>
(2.48)

На рис. 2.35 представлены зависимости <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
от <?xml version="1.0"?>
, рассмотрение которых позволяет сделать следующие вы­воды:

    1) КПД каскада класса В выше, чем в схеме рис. 2.32, а, особенно для малых и средних сигналов <?xml version="1.0"?>
;

    2) мощность, потребляемая от источника <?xml version="1.0"?>
, мини­мальна в режиме покоя и увеличивается при росте <?xml version="1.0"?>
;

    3) мощность потерь максимальна при средних значени­ях <?xml version="1.0"?>
, но намного меньше, чем максимальная мощность по­терь в схеме рис. 2.32, а. При малых <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
мала, так как малы токи через транзистор, при больших <?xml version="1.0"?>
мощность <?xml version="1.0"?>
также мала, поскольку падение напряжения на нагрузке велико, а падение напряжения на транзисторе <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
мало.

Зависимости

Рис. 2.35. Зависимости <?xml version="1.0"?>
(<?xml version="1.0"?>
) и <?xml version="1.0"?>
(<?xml version="1.0"?>
), <?xml version="1.0"?>
(<?xml version="1.0"?>
) для усилителя мощности класса В

Все сказанное позволяет сделать вывод о преимущест­вах каскадов усиления мощности класса В по сравнению с каскадом класса А. Невозможность усиления двухполярных сигналов преодолена в двухтактных усилителях мощ­ности.

Двухтактный каскад усиления мощности класса В с непосредственным включением нагрузки приведен на рис. 2.36, а. В режиме покоя оба транзистора заперты. При по­даче положительного <?xml version="1.0"?>
увеличивается ток <?xml version="1.0"?>
n-р-n тран­зистора V1, полярность напряжения на нагрузке показана на рис. 2.36, а. Схема работает так же, как каскад рис. 2.34, а. Транзистор V2 заперт.

Двухтактные усилители мощности класса В

Рис. 2.36. Двухтактные усилители мощности класса В

При напряжении на входе <?xml version="1.0"?>
<0 V1 заперт, ток <?xml version="1.0"?>
р-n-р транзистора V2, протекающий через нагрузку, уве­личивается (полярность напряжения на нагрузке противо­положна показанной на рис. 2.36, а). Таким образом, тран­зисторы вступают в работу поочередно в зависимости от полярности усиливаемого сигнала. К запертому транзистору прикладывается напряжение <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
, которое в пределе при больших <?xml version="1.0"?>
стремится к 2<?xml version="1.0"?>
, что необходимо учесть при выборе транзистора. Для двухтактной схемы справедливы соотношения (2.48) и графики рис. 2.35.

Двухтактные усилители мощности класса В могут выполняться и на транзисторах одного типа проводимости. На рис. 2.36, б представ­лена схема с бестрансформаторным подключением нагрузки. При <?xml version="1.0"?>
>0 открывается транзистор V1. Транзистор V2 заперт обратным напряже­нием на входе - k<?xml version="1.0"?>
. Коллекторный ток V1 <?xml version="1.0"?>
проходит через нагруз­ку <?xml version="1.0"?>
и замыкается через источник питания <?xml version="1.0"?>
. Схема функционирует так же, как и каскад 2.34, а. При <?xml version="1.0"?>
<0 транзистор V1 запирается, положительное напряжение - k<?xml version="1.0"?>
на базе V2 отпирает его. Эмиттерный ток V2 <?xml version="1.0"?>
протекает через нагрузку <?xml version="1.0"?>
и замыкается через источник питания <?xml version="1.0"?>
. Транзистор V2 работае по схеме с ОК, при этом также справедливы соотношения (2.48) и графики 2.35. Для равенства коэффициента передачи положительного и отрицательного сигнала <?xml version="1.0"?>
в нагрузку необходимо выполнять условие <?xml version="1.0"?>
= k<?xml version="1.0"?>
, где <?xml version="1.0"?>
- коэффициент усиления по напряжению базы с ОЭ на транзисторе V1, а <?xml version="1.0"?>
- коэффициент усиления по напряжению схемы с ОК на транзисторе V2. Для выполнения этого условия входной сигнал подается на V2 через инвертирующий усилитель с коэффициентом усиления k.

Схемы рис. 2.36, а, б при необходимости гальванической развязки с нагрузкой и изменения уровня выходного напряжения по отношению к <?xml version="1.0"?>
могут быть снабжены трансформатором в нагрузочной цепи.

Схема рис.2.36, в имеет один источник питания, но наличие трансформатора в ней обязательно. Оба транзистора работают по схеме с ОЭ, на их базы подаются сигналы <?xml version="1.0"?>
и - <?xml version="1.0"?>
, что обеспечивает при <?xml version="1.0"?>
>0 отпирание V1, а при <?xml version="1.0"?>
<0, т.е. при -<?xml version="1.0"?>
>0, отпирание V2. Соот­ношения (2.48) и графики рис. 2.35 применимы и к схеме рис. 2.36, в.

Усилители мощности, работающие по двухтактной схе­ме в классе В, в настоящее время выпускаются в виде ИМС, допускающих непосредственное подключение нагруз­ки или ее присоединение через трансформатор.

1. Как изменится передаточная характеристика каскада с ОЭ (рис. 2.2), если увеличить <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
? Как изменяется передаточная характеристика при нагреве транзистора?

2. С помощью графического метода расчета определить, как зависит коэффициент усиления каскада с ОЭ от выбора <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
.

3. В схеме С ОЭ по рис. 2.3 <?xml version="1.0"?>
= 15 В, <?xml version="1.0"?>
=1 В, <?xml version="1.0"?>
=2 кОм, <?xml version="1.0"?>
=50, <?xml version="1.0"?>
=0,01 мА, <?xml version="1.0"?>
= 1 В, <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= 1 В. Найти <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
при <?xml version="1.0"?>
=2 В; 4 В.

4. Построить схему замещения по переменной составляющей для каскада с ОЭ (рис. 2.9, а). Можно ли по схеме замещения найти <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
, если известны все элементы, входящие в схему замещения?

5. В режиме холостого хода на выходе усилителя <?xml version="1.0"?>
=2 В, а при подключении нагрузки <?xml version="1.0"?>
=2 кОм <?xml version="1.0"?>
=1 В. Найти <?xml version="1.0"?>
усилителя.

6. Объяснить, почему в схемах рис. 2.9 увеличение стабильности ре­жима покоя приводит к снижению коэффициента усиления, а в схе­ме рис. 2.10 коэффициент усиления при этом не изменяется.

7. Чем заменены на схеме замещения рис. 2.11 <?xml version="1.0"?>
, - <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
?

8. Построить схему замещения и найти усилительные параметры не симметричного дифференциального каскада рис. 2.12.

9. Какое напряжение смещения следует приложить к затвору полевого транзистора в схеме рис. 2.14, выполненной на полевом транзисторе с p-n-переходом? На МДП-транзисторе с индуцированным каналом?

10. Перечислите свойства идеального ОУ. Чем обусловлена необходи­мость обеспечения каждого из этих свойств?

11. Почему в усилительных схемах ОУ не используются без цепей ООС? Почему воздействие ООС на коэффициент усиления в схе­ме рис. 2.3 нами оценивалось как неблагоприятное, а в случае схем рис. 2.18, а и 2.20, а такое заключение не сделано?

12. Чему равно напряжение между входами ИМС ОУ в схемах рис 2.21, а и 2.23, а? Как использовано это значение при анализе этих усилителей?

13. Постройте выходное напряжение интегратора, если в момент времени <?xml version="1.0"?>
к его входу приложено синусоидальное напряжение, а <?xml version="1.0"?>
(<?xml version="1.0"?>
) = 0.

14. Возможно ли самовозбуждение в схемах рис. 2.20, а, 2.21, а. 2.23, б?

15. Входные напряжения рис. 2.31, а и б поданы на входы схем рис. 2.18, а, 2.20, а, 2.30, а. Построить форму выходного напряжения.

16. Как изменится форма выходного напряжения в усилителе рис, 2.30, а при подаче входного сигнала рис. 2.31, а и б, если увеличить сопротивление <?xml version="1.0"?>
?

17. Составить схему сумматора, реализующего уравнение

<?xml version="1.0"?>

Источники сигналов <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
имеют внутренне сопротивление <?xml version="1.0"?>
= 2 кОм. Сопротивление в цепи ОС <?xml version="1.0"?>
= 10 кОм.

2.18. Построить для схемы из вопроса 2.17 зависимость <?xml version="1.0"?>
=f(<?xml version="1.0"?>
), если <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
=0,5 В, а ОУ имеет <?xml version="1.0"?>
=10 В.

19. Доказать, что самовобуждение в схеме рис. 2.28 наступает на частоте <?xml version="1.0"?>
при <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
=2.

© Центр дистанционного образования МГУП