Московский государственный университет печати

Усилителями называются устройства, в которых сравнительно маломощный входной сигнал управляет передачей значительно большей мощности из источника питания в на­грузку. Наибольшее распространение получили усилители, построенные на полупроводниковых усилительных элемен­тах (биполярных и полевых транзисторах); в последние годы усилители преимущественно используются в виде гото­вых неделимых компонентов - усилительных ИМС. Про­стейшая ячейка, позволяющая осуществить усиление, назы­вается усилительным каскадом.

Электрические сигналы, подаваемые на вход усилителей, могут быть чрезвычайно разнообразны; это могут быть не­прерывно изменяющиеся величины, в частности гармониче­ские колебания, однополярные или двухполярные импуль­сы. Как правило, эти сигналы пропорциональны определен­ным физическим величинам. В установившихся режимах многие физические величины постоянны либо изменяются весьма медленно (напряжение и частота сети, частота вра­щения двигателя, напор воды на гидроэлектростанции). В переходных и особенно аварийных режимах те же величи­ны могут изменяться в течение малых промежутков време­ни. Поэтому усилитель должен обладать способностью уси­ливать как переменные, так и постоянные или медленно из­меняющиеся величины. Такие усилители являются наиболее универсальными и распространенными. По традиции их на­зывают усилителями постоянного тока (УПТ), хотя такое название и не вполне точно: УПТ усиливают не только постоян­ную, но и переменную составляю­щую (приращения сигнала) и в подавляющем большинстве случа­ев они являются усилителями на­пряжения, а не тока. В УПТ нельзя связывать источник и при­емник сигнала через трансформаторы и конденсаторы, которые не пропускают постоянной состав­ляющий сигнала. Это условие вызывает некоторые трудности при создании УПТ, с которыми мы познакомимся ниже, но оно же обусловило еще большее распространение УПТ с появлением микроэлектроники: УПТ не содержат элемен­тов, выполнение которых в составе ИМС невозможно (тран­сформаторы и конденсаторы большой емкости).

Рис. 2.1. Простейшая схема включения транзистора с ОЭ

Для того чтобы рассмотреть принцип действия простей­шего усилительного каскада, включенного по схеме с общим эмиттером (ОЭ), вернемся к схеме рис. 1.6,а. Изобразим эту схему с транзистором n-р-n-типа в другом виде (см. рис. 2.1). Источник напряжения , где обозначено на выходной характеристике транзистора (рис. 1.7, а), связан с коллекторным электродом транзистора че­рез сопротивление нагрузки . Входной сигнал подается на базу транзистора (напряжение и ток ). Построим зависимость =f(), называемую передаточной харак­теристикой каскада.

При увеличении напряжения растет ток (см. входную характеристику транзистора рис. 1.7, б при ), растет и ток коллектора: = (+1) + [см. выражение (1.4)]. В результате увеличивается падение напряжения на резисторе , уменьшается напря­жение = - R (рис. 2.2). При достижении напря­жения = дальнейшее увеличение не вызы­вает изменений напряжения и тока , протекающего через резистор . В этом режиме к приложено напря­жение - и поэтому ток коллектора = = ( - )/ .

Рассмотрение передаточной характеристики каскада по­казывает, что при изменении напряжения или тока в цепи маломощного источника сигнала можно изменить ток и напряжение в цепи более мощного источника . Однако коллекторное напряжение можно изменять лишь в пределах , а ток - в пределах ( - )/ (участок II на передаточ­ной характеристике). При отрицательных и на участ­ке I через транзистор протекает только малый неуправляе­мый ток коллекторного перехода, а на участке III = и транзистор, как было указано в § 1.5, теряет свойства усилительного элемента. Еще один вывод, который можно сделать из анализа передаточной характеристи­ки рассмотренного усилительного каскада: при увеличении (участок II) уменьшается. Усилитель, в котором приращение выходного сигнала противоположно по знаку приращению входного сигнала, называется инвертирующим.

Рис. 2.2. Передаточная характеристика транзисторного каскада с ОЭ

Передаточная характеристика каскада позволяет нам рассмотреть различные способы работы каскада, называемые классами усиления.

На рис. 2.2 показаны произвольный двухполярный вход­ной сигнал (t) и форма кривой напряжения на коллек­торе (t) в различных режимах (классах усиления). При работе в классе усиления В = . Нелинейность передаточной характеристики каскада приводит к тому, что в классе В на выход передается сигнал только одной поляр­ности: >0. Класс В в рассмотренном простейшем кас­каде можно использовать только для передачи не столь ча­сто встречающихся однополярных сигналов. При передаче двухполярного напряжения форма его искажается, часть информации безвозвратно теряется.

При работе в классе усиления А на вход усилителя од­новременно со входным сигналом (t) подается также по­стоянное напряжение смещения, так что = + (см. временные диаграммы сигналов на рис. 2.2). Благода­ря смещению в кривой напряжения (t) входной сигнал воспроизводится полностью, практически без искажений формы, так как значения постоянно соответствуют участку II передаточной характеристики. Режим работы усилителя, когда включены источники питания и подано смещение, но =0, называется режимом покоя. В этом режиме = и = , а =. При приложе­нии отрицательного (или положительного) напряжения уменьшатся (или соответственно увеличатся) токи и и падение напряжения на , в результате увеличится (уменьшится) напряжение : = + , где = - полезный эффект усиления.

При работе в ключевом режиме (режим большого сиг­нала) изменение входного напряжения захватывает участ­ки I - III передаточной характеристики (см. временные ди­аграммы на рис. 2.2). Форма передаваемого сигнала иска­жается (ограничивается его амплитуда). Подобный режим работы каскада находит широкое применение в импульсной технике при передаче импульсов прямоугольной формы (см. § 3.2), где ограничение амплитуды импульсов несущест­венно.

Выбор класса усиления и выбор режима покоя опреде­ляет не только форму передаваемого сигнала, но и мощ­ность потерь, вызывающую нагрев транзистора:

На диаграммах рис. 2.2 пунктиром изображена зависи­мость мощности , в режиме покоя от напряжения смеще­ния . Эта зависимость показывает, что выбор в середине участка II передаточной характеристики каска­да соответствует максимальным потерям мощности в тран­зисторе. Более подробно этот вопрос рассматривается в § 2.17 в связи с построением каскадов усиления мощности.

Выделение режима покоя при анализе электронных схем является одним из типовых приемов схемотехнической электроники. Продолжим рассмотрение каскада с ОЭ в наиболее распространенном классе усиления - классе А. Схе­ма каскада приведена на рис. 2.3; вначале будем рассмат­ривать упрощенный вариант каскада при = 0. Схема содержит знакомые нам компоненты: усилительный эле­мент- транзистор, источник питания , сопротивление коллекторной нагрузки . На схеме появилось сопротив­ление коллекторной нагрузки к которому приложено напряжение , а входная цепь условно представлена в виде последовательного включения двух источников на­пряжения и . (В § 2.5 мы уточним способы связи каскада с источником сигнала и с нагрузкой, пока отметим лишь, что в классе усиления А на вход каскада помимо входного сигнала подается постоянное напряжение смеще­ния .).

Рис. 2.3. Каскад с ОЭ

На рис. 2.4 представлены временные диаграммы напря­жений и токов в каскаде с ОЭ. При = 0 в режи­ме покоя через транзистор протекают постоянные токи , , и к базе и коллектору транзистора приложены постоянные напряжения и 0. Для того что­бы в режиме покоя = 0, в цепь нагрузки необходи­мо ввести источник постоянного компенсирующего напряже­ния = . При приложении входного напряжения токи и напряжения в транзисторе получают приращения = , , , , = , которые пока­заны на рис. 2.4 для входного сигнала произвольной фор­мы. Мгновенные значения токов и напряжений в транзисто­ре могут быть найдены с помощью графического метода, ко­торый является одним из эффективных средств анализа нелинейных цепей.

Рис. 2.4. Временные диаграммы токов и напряжений в каскаде с ОЭ

В схеме рис. 2.3 имеется лишь один нелинейный эле­мент - транзистор; связь токов и напряжений в транзисто­ре представлена его ВАХ (см. рис. 1.7), в частности его вы­ходными характеристиками

(2.1)

При графическом анализе линейная часть схемы описыва­ется уравнением в тех же координатах (, ).

Рассмотрим режим покоя. Допустим, что в цепь на­грузки включен источник компенсирующего напряжения = . Тогда в режиме покоя ток в нагрузочную цепь (, ) не ответвляется и уравнение линейной час­ти схемы записывается в виде:

(2.2)

Решаем систему уравнений (2.1), (2.2) графически, для этого через семейство выходных характеристик транзистора (рис. 2.5) проводим линию нагрузки по постоянному току, описываемую (2.2). Из (2.2) находим, что при = 0, = и при = 0 = /. Через две найден­ные точки проводим прямую линию. Зададим ток базы в режиме покоя , тогда пересечение линии нагрузки по постоянному току с выходной характеристикой транзистора при = будет соответствовать решению системы урав­нений (2.1), (2.2) - точке покоя 0 (, ).

Рис. 2.5. Графический расчет каскада с ОЭ: -.-.-. выходная характеристика при =

Графический анализ каскада при наличии входного сиг­нала производится аналогично. Рассмотрим контур прохож­дения тока через линейную часть схемы. Этот ток мо­жет пройти через и , а также через и . По­скольку сопротивление источников постоянного напряжения для приращений тока (т. е. их сопротивление для перемен­ной составляющей тока) равно нулю, уравнение линейной части схемы имеет вид:

(2.3)

где || - обозначение параллельного соединения резис­торов. Решаем совместно (2.1) и (2.3). Для этого через се­мейство выходных характеристик транзистора (рис. 2.5) проводим через точку покоя линию нагрузки по переменно­му току АОВ в соответствии с выражением (2.3). Посколь­ку > ( ||), прямая АОВ идет круче линии нагруз­ки по постоянному току.

При увеличении рабочая точка каскада (, ) перемещается вверх по прямой ОА, ток растет, па­дает. При уменьшении тока базы рабочая точка перемеща­ется по прямой ОВ, падает, растет. Прямая АОВ - это траектория рабочей точки каскада.

Графический анализ позволяет учесть нелинейность ха­рактеристик транзистора, дает возможность рассматривать действие любых сигналов в любом классе усиления. Недо­статком его являются громоздкость и невозможность выбора параметров элементов каскада ло заданным требо­ваниям. Главное достоинство графического анализа - на­глядное представление о работе каскада как о схеме с не­линейным элементом.

В § 1.5 мы отметили сильную зависимость тока от температуры. При нагреве растет , выходная характери­стика при сохранении равенства = смешается вверх, как показано штрихпунктирной линией на рис. 2.5. Точка покоя перемещается вверх по линии нагрузки по постоян­ному току из 0 в , в результате чего приращения сигна­лов могут выйти за участок II передаточной характеристи­ки (см. рис. 2.2) и форма кривой сигнала будет искажена (кривая при нагреве на рис. 2.5). Поэтому в транзис­торных усилителях необходима стабилизация точки покоя и каскады без стабилизации практически не применяются. Стабилизация режима покоя позволяет не только исклю­чить искажения формы сигнала при нагреве, но и стабили­зировать режим при замене транзистора, поскольку пара­метры транзисторов имеют от экземпляра к экземпляру большой разброс, указанный в паспортных данных прибора.

Для стабилизации режима покоя в каскад вводят об­ратную связь (ОС). Обратной связью называется передача информации (или энергии) с выхода устройства или систе­мы на его вход.

Мы упомянули термин, который будет сопровождать нас до конца этой книги. С помощью ОС добиваются новых ка­честв устройств и создают новые схемы. Теория ОС лежит в основе "Теории автоматического регулирования". Обрат­ные связи применяют не только в технике, но и в управле­нии отраслями народного хозяйства, в управлении социаль­ными процессами.

Обратимся к электронной технике. Сигнал ОС зависит от одного из выходных параметров устройства: напряжения, тока, частоты вращения двигателя, температуры объекта и т. п. В соответствии с этим ОС разделяются на ОС по на­пряжению, току, скорости, температуре и т. д.

На входе устройства происходит сложение входного сигнала и сигнала ОС. Если упомянутые сигналы суммируют­ся так, что алгебраически складываются их напряжения, то ОС называется последовательной. При алгебраическом сум­мировании токов речь идет о параллельной ОС.

Если на входе складываются сигналы разных знаков, то ОС является отрицательной (ООС). В этом случае на вхо­де схемы действует разностный сигнал, который меньше входного. Выходной сигнал при этом уменьшается. Однако при применении ООС увеличивается стабильность выходной величины: ООС по напряжению стабилизирует напряжение, ООС по скорости стабилизирует скорость и т. д. В этой осо­бенности ООС мы убедимся в этом параграфе, а также в § 2.6 - 2.8, 2.10 - 2.12.

При положительной ОС (ПОС) на вход устройства по­дается сумма входного сигнала и сигнала ОС. Выходной сигнал увеличивается, но стабильность выходного парамет­ра падает. ПОС используются для ускорения переходных процессов, они находят применение в схемах генераторов (см. § 2.15) и в импульсных устройствах (гл. 3).

Итак, перед нами стоит задача стабилизации точки по­коя каскада с общим эмиттером. Для этого вводим в кас­кад рис. 2.3 резистор . Падение напряжения на нем = прикладывается ко входу транзистора:

(2.4)

Напряжение является сигналом ОС, он пропорцио­нален выходному току транзистора т.е. в данном случае речь идет об ОС по току. На входе происходит вычитание напряжений, поэтому ОС является последователь­ной и отрицательной.

В § 1.5 указывалось, что при нагреве увеличиваются , , поэтому растет постоянная составляющая напряжения ОС = . В соответствии с (2.4) = - уменьшается, снижается прямое напряжение на эмиттерном переходе, в результате чего уменьшаются токи транзистора , и . Следовательно, ОС под­держивает токи транзистора в режиме покоя более ста­бильными. Стабильность режима покоя возрастает при уве­личении , так как при этом растет сигнал ОС.

Такая стабилизация точки покоя дается дорогой ценой. При подаче на вход каскада положительного (или отрица­тельного) входного сигнала увеличиваются (или соот­ветственно уменьшаются) токи и а также падение напряжения на (сигнал ОС). Из (2.4) определим приращение напряжения между базой и эмиттером: = - . Транзистор управляется напряжением | | < ||, поэтому , , теперь меньше, снижаются и коэффициент усиления каскада.

Для уменьшения вредного воздействия ОС на усиление каскада ограничивают напряжение (не более 0,1 ). но и при этом вредное воздействие ОС достаточно велико. Противоречие между требованиями к стабильности точки покоя и к высокому усилению преодолены в дифференци­альном каскаде (см. § 2.6).

При выборе точки покоя в классе А необходимо исключить искаже­ния сигнала (для чего траектория рабочей точки должна быть ограни­чена отрезком АОВ) (рис. 2.5), при этом мощность, рассеиваемая на транзисторе, должна быть минимальной. Для выполнения этих условий достаточно выбрать

(2.5)

(2.6)

где - напряжение, отсекающее крутой участок транзистора (см. рис. 1.7, а); - запас на перемещение точки покоя 0 при нагреве; - максимальная амплитуда выходного сигнала.

Предлагаем читателю с помощью диаграмм рис. 2.5 убедиться, что при выполнении соотношений (2.5), (2.6) траектория рабочей точки каскада не покидает области >, > ( + 1), соответствует участку II передаточной характеристики рис. 2.2, как при минимальной, так и при максимальной температуре. При =

Решив это уравнение совместно с (2.6), после преобразований найдем сопротивление в цепи коллектора:

.

Для расчета усилительных параметров каскадов поль­зуются другим методом расчета нелинейных цепей, осно­ванном на линеаризации нелинейных вольт-амперных ха­рактеристик транзистора (см. рис. 1.7). Линеаризация нели­нейных характеристик неизбежно связана с потерей информации о реальном элементе и ограничениях, обусловленных его нелинейностью. Так, при анализе усилителей мы можем рассчитывать только переменные составляющие (прираще­ния) токов и напряжений каскада в классе усиления А.

При расчете переменных составляющих усилительный элемент заменяется линейной схемой замещения. На поло­гом участке выходных характеристик рис. 1.7, а транзис­тор функционирует как источник тока , приращения ко­торого могут быть записаны в виде

где = / при = const - динамическое выход­ное сопротивление транзистора с ОЭ, обусловленное на­клоном пологого участка выходных характеристик. Сопро­тивление велико ( Ом и выше).

Таким образом, выходная (коллекторная) цепь транзи­стора представляет собой управляемый источник тока с внутренним сопротивлением .

Входная (базовая) цепь транзистора описывается урав­нением

где - динамическое входное сопротивление транзисто­ра с ОЭ, определяемое наклоном входной характеристики транзистора (рис. 1.7, б) при >. Сопротивление для маломощных транзисторов порядка Ом, для более мощных транзисторов оно снижается.

Схема замещения транзистора для переменных состав­ляющих представлена на рис. 2.6.

Рис. 2.6. Схема замещения транзистора с ОЭ по переменной составляющей

Транзистор, как и любой многополюсник, может быть представлен в виде различных схем замещения (см, например, рис. 2.7, а и б). Схема рис 2.6 имеет ряд преимуществ, обусловивших ее выбор: 1) ее параметры легко определяются из ВАХ транзистора и имеют определенный физический смысл; 2) обозначение элементов на схеме замещения соответствует разности величин; 3) расчетные выражения при использовании данной схемы замещения наиболее просты.

Рис. 2.7. Схемы замещения транзистора с ОЭ по переменной составляющей: а - в h-параметрах; б - в физических параметрах

В табл. 2.1 представши перезол параметров схем рис. 2.7 в параметры схемы замещения рис 2.6.

Таблица 2.1. Связь параметров схем замещения транзистора при включении с общим эммитором

Параметр схемы рис. 2.6	Значение параметра через параметры других схем замещения
	Схема замещения в h-параметрах (рис. 2.7, а)	Схема замещения в физических параметрах (рис. 2.7, б)

Порядок расчета переменных составляющих токов и на­пряжений каскада следующий: 1) заменяем транзистор схе­мой замещения рис. 2.6; 2) заменяем линейную часть схемы каскада эквивалентными сопротивлениями для пере­менного тока, при этом учитываем, что источники постоян­ных напряжений (, , ) для переменной состав­ляющей тока обладают нулевым сопротивлением (§ 2.2) и потому замыкаются накоротко; 3) по полученной схеме замещения каскада рассчитываются электрические пара­метры линейной цепи методами, известными из курса элек­тротехники.

На рис. 2.8, а приведена схема замещения каскада с ОЭ по рис. 2.3. К коллектору транзистора подключены параллельно резисторы (источник , т.е. точки 1 и 2 на рис. 2.3 закорачиваем) и (закорачиваем ), к эмит­теру - резистор , а между базой и общим проводом (точ­ки 1, 2) включен источник входного сигнала.

Рис. 2.8. Схема замещения каскада с общим эмиттером по переменной составляющей (а) и обобщенная схема замещения усилителя (б)

Пользуясь схемой замещения каскада рис. 2.8, a, най­дем параметры, которые характеризуют его усилительные свойства. При расчете не учитываем , поскольку оно ве­лико.

1. Входное сопротивление = /. Обойдем вход­ную цепь каскада: = + = [ + ( + 1) ], поскольку = + = ( + 1) . Итак,

(2.7)

При =0 (каскад без стабилизации точки покоя) = . Величина в каскадах с ОЭ малой мощности по­рядка Ом.

2. Коэффициент усиления по напряжению в режиме хо­лостого хода: = / при = . Пользуясь зако­ном Ома, выразим напряжение через токи:

(2.8)

При = 0 = /. Значение при достигает в каскадах . Зависимость (2.8) показы­вает очень сильное уменьшение при увеличении (т.е. при повышении стабильности точки покоя).

3. Выходное сопротивление находят по теореме об эквивалентном генераторе: это сопротивление между выход­ными выводами усилителя при отключении всех источников сигнала (источники напряжения обрывают, источники тока закорачивают). Положим = 0, тогда = 0. Сопротивление между выходными выводами

(2.9)

В маломощных усилителях Ом.

Любой усилитель можно заменить обобщенной схемой рис, 2.8, б, которая включает усилительные параметры , и . На протяжении этой части курса можно проследить тенденцию заменять приборы, каскады и более крупные электронные узлы четырехполюсниками с опре­деленной системой обобщенных параметров. Разумное обо­бщение сведений об элементах электронных устройств по­зволяет рассматривать все более сложные системы, осво­бождая анализ от ранее изученных подробностей.

С помощью обобщенной схемы замещения рис, 2.8, б найдем другие параметры усилительного каскада с ОЭ, которые являются производными от , и . По­лагаем, что источник сигнала имеет внутреннее сопро­тивление . Найдем коэффициент усиления каскада по напряжению при :

(2.10)

где и - коэффициенты, показывающие потерю сигнала во входной цепи (на сопротивлении ) и в выход­ной цепи (на ). Всегда <.

Коэффициент усиления каскада по току

(2.11)

Так как в каскаде с ОЭ > 1, то > 1 достижим.

Коэффициент усиления по мощности

(2.12)

Как правило, маломощные усилители создаются для усиления напряжения. Для получения максимального уси­ления по напряжению, как следует из (2.10), надо обеспе­чить и . В каскаде с ОЭ эти условия обеспечиваются плохо. Покажем это на примере. Пусть = 50, = = 1 кОм, = = 2 кОм, = 100 Ом. Из (2.7) = 6 кОм. Из (2.8) = 16, а из (2.10) = 4. Неудачное соотношение / и / уменьшает коэффициент усиления в 4 раза! В § 2.7, 2.8 рассмотрены способы преодоления этого недостатка, присущего тран­зисторным усилителям.

При построении усилительных каскадов, работающих в классе А, на вход каскада (рис. 2.3) подается входное напряжение и напряжение смещения. На коллекторе тран­зистора - выходное напряжение и постоянная составляю­щая , для компенсации которой может быть введено компенсирующее напряжение. Схема рис. 2.3 может быть реализована при выполнении источников и в виде независимых гальванических элементов. Однако такое ре­шение сильно усложняет источник питания усилителя и при­меняется весьма редко. На схеме рис. 2.9,а напряжения и формируются резистивными делителями и , подключенными к источнику питания . Недо­статком схемного решения рис. 2.9, а является отсутствие общей точки у источника и нагрузки что нередко затрудняет использование такого усилителя.

Рис. 2.9. Различные способы построения схем УПТ

Этот недостаток может быть преодолен в усилителях с двумя разнололярнымя источниками питания, которые в настоящее время получили широкое распространение. Схема подключения источника сигнала к такому усилите­лю приведена на рис. 2.9,б. Для получения напряжения смещения используется источник - , к которому под­ключена эмиттерная цепь каскада, содержащая резистор . Источник сигнала включен непосредственно между базой и общим (заземленным) проводом. Для этой схемы справедливо выражение (2.4).

Общим недостатком рассмотренных способов подклю­чения источника сигнала к УПТ (схемы рис. 2.3, рис. 2.9, а, б) является то, что через источник сигнала протекает ток базы покоя. Если источник сигнала не допускает этого, каскад следует выполнять на полевом транзисторе (см. § 2.8).

Подключение нагрузки в схемах с двумя источниками питания может быть осуществлено, как показано на рис. 2.9, б. Напряжение компенсируется напряжением на резисторе делителя напряжения . В режиме покоя напряжение на выходе

Поскольку в режиме покоя стремятся обеспечить = 0, то после несложных преобразований можно полу­чить, что для этого необходимо

При передаче полезного сигнала часть его теряется на делителе, состоящем из резистора и сопротивления ||. Коэффициент передачи этого делителя

Таким образом, в усилителях постоянного тока задача связи усилителя с источником сигнала и нагрузкой пред­ставляет известные трудности, решение нередко носит ком­промиссный характер. Наиболее удачные схемные решения получают широкое распространение и выпускаются в виде (или в составе) ИМС, рассматриваемых ниже.

Характерной чертой УПТ является также дрейф нуля - самопроизвольное изменение выходного сигнала при = 0. Причинами возникновения дрейфа могут быть нестабильность источников питания усилителей и в особен­ности изменение параметров полупроводниковых приборов и других элементов схемы в результате изменения темпера­туры или старения элементов. Например, в схеме рис. 2,9, а при увеличении ЭДС источника питания это изменение Е через делитель будет передано на базу транзисто­ра, вызовет увеличение базового тока и снижение потенци­ала коллектора. Поскольку в схеме с ОЭ 1, это изме­нение может быть значительно больше, чем Е. На нагрузке появится отрицательное приращение выходного напряжения - сигнал дрейфа.

Рассмотрим другой случай. При увеличении температу­ры возрастают ток и коэффициент транзистора, в ре­зультате увеличивается ток коллектора (см. § 1.5) и сни­жается потенциал коллектора. На нагрузке возникает от­рицательное приращение напряжения - сигнал дрейфа.

Максимальное напряжение на выходе усилителя, вы­званное дрейфом, обозначим Величина = /, где - коэффициент усиления усилителя, называется сигналом дрейфа, приведенным ко входу. Сиг­нал дрейфа является медленно изменяющейся величиной. . При работе усилителя необходимо обеспечить , иначе дрейф на выходе невозможно отличить от полезного сигнала. Для создания качественных УПТ необходимо сни­жать, а по возможности полностью исключать дрейф нуля. Стабилизация источников питания, рабочих режимов, тем­пературы оказывается для этого неэффективной, так как малейшие отклонения усиливаются УПТ. Эффективным средством борьбы с дрейфом стало применение каскадов, построенных по принципу уравновешенных мостов. Наибо­лее распространенным из них является дифференциальный каскад.

При рассмотрении каскада с ОЭ обнаружен ряд трудно­стей, возникающих при создании усилителей. Во-первых, при стабилизации режима покоя с помощью сопротивления происходит значительное снижение коэффициента уси­ления каскада в результате действия ООС. Во-вторых, при связи каскадов друг с другом коэффициент усиления умень­шается за счет потерь на резистивных элементах (см. рис. 2.9, б), для исключения этого снижения необходимо при­менять схемы со сложным источником питания. В-третьих, в усилителях имеется дрейф нуля. Эти серьезные недо­статки частично или полностью исключены в дифференци­альном каскаде, который поэтому находит чрезвычайно ши­рокое применение.

Простейшая схема дифференциального каскада приведе­на на рис. 2.10. Транзисторы VI, V2 и резисторы и , образуют мост, в одну диагональ которого включаются ис­точники питания + и -, а в другую - нагрузка. Дифференциальный каскад нередко называют также парал­лельно-балансным каскадом. Высокие показатели каскада могут быть достигнуты только при высокой симметрии (ба -лансировке) моста. В симметричном каскаде = = , транзисторы должны быть идентичны по своим па­раметрам. Последнее достижимо только при изготовлении транзисторов на одном кристалле по одной технологии, по­этому дифференциальные каскады используют в настоящее время только в виде (или в составе) ИМС.

Рассмотрим режим покоя в каскаде рис. 2.10, когда = 0 и = 0. Напряжения смещения на обоих транзис­торах одинаковы: = = - , где, как следует из рис. 2.10, = - + ( + ) < 0. За счет одина­кового положительного смещения на базах через транзисто­ры протекают равные токи: = , = , = . Коллекторные токи создают падение напря­жения па резисторах и , поэтому = = - - = - - . На выходе = - = 0.

В таком каскаде осуществляется стабилизация режима покоя. Если при нагреве возрастут и , увеличит­ся ток +, протекающий через , и напряжение возрастет: > 0. Напряжение = = - уменьшится, эмиттерные переходы транзисторов станут пропускать меньший ток, в результате токи коллек­тора и будут стабилизированы. Напряжение - это сигнал ОС, стабилизирующей суммарный ток ( + ). В дифференциальном каскаде велико и стабилизация точки покоя весьма точная, поэтому можно считать, что + = const, т. е. через резистор на схему каскада подается стабильный ток. Работа каска­да не изменится, если заменить источником постоянного тока ( + ).

Рассмотрим проблему дрейфа нуля. Предположим, что источник питания нестабилен и ЭДС увеличилась. Увеличиваются напряжение на коллекторах на значение = . При этом = 0, т.е. дрейф отсутству­ет. Другой вариант нестабильности: при нагреве увеличива­ется коллекторный ток = , так как транзисторы идентичны. При этом = , = 0 и дрейф снова отсутствует. Любые сим­метричные измерения в схе­ме не вызывают дрейфа нуля. В реальных каскадах симмет­рия элементов неполная, но дрейф по сравнению с каска­дами, рассмотренными в § 2.1- 2.5, снижается на несколько порядков, что позволяет пода­вать на вход каскадов весьма малые напряжения, которые все же будут существенно больше значений сигнала дрей­фа, приведенного ко входу.

Рис. 2.10. Симетричный дифференциальный каскад

Рассмотрим усилительные свойства каскада. Прежде всего надо отметить, что каскад позволяет подклю­чать источники входного сигнала различным обра­зом:

1. Источник сигнала включается между базами тран­зисторов, как показано пунктиром на рис. 2.10. Ко входу V1 приложено = e/2. Пусть е>0, тогда под воздейст­вием положительного напряжения на базе появляется поло­жительное приращение и = (+1) ; увеличе­ние тока , протекающего через , снижает напряже­ние : < 0. Ко входу V2 приложено = -е/2, вызывающее уменьшение тока базы - и уменьшение тока коллектора V2 на значение = - ( + 1) . На­пряжение увеличивается: >0. На нагрузке = - = 2 . Обращает на себя вни­мание, что При = -, = - , поэтому + = const, т. е. сигнал ОС =0 и падение напряже­ния на не оказывает влияния на коэффициент усиления. Итак, в каскаде преодолено противоречие между необходи­мостью стабилизации режима покоя и снижением коэффи­циента усиления за счет ОС.

2. Источник входного сигнала подключается только ко входу V1: = e, вход второго транзистора закорачива­ется: = 0. Под воздействием входного сигнала изменя­ется ток базы, его приращение >0 при е>0, растет , увеличивается падение напряжения па , на коллек­торе <0. При увеличении увеличивается . Как указано выше, ООС по сумме токов ( + ) стабилизи­рует указанный ток, протекающий через , т. е. + = const, поэтому = - . Отсюда = - , = - , = - . На нагрузке = - >0. Таким образом, подача входного сигнала на один из входов вызывает изменение токов и на­пряжений в обоих транзисторах благодаря стабилизации тока + . Аналогично можно рассмотреть подачу сиг­нала на вход V2: =е, = 0. При е>0 >0. <0, на нагрузке = - <0. При по­даче сигнала на вход VI полярность выходного сигнала сов­падает с полярностью входного (вход V1 называем прямым входом), при подаче на вход V2 полярности и е проти­воположны (вход V2 - инвертирующий). При этом отмеча­ем, что схема дифференциального каскада симметрична и знак зависит только от того, какое направление принято положительным.

3. На оба входа дифференциального каскада можно под­ключить независимые источники сигналов и , в ре­жиме линейного усиления (класс А) выходное напряжение может быть найдено методом суперпозиции от воздействия каждого из сигналов,

Перейдем к количественной оценке усилительных пара­метров дифференциального каскада. Построим схему замещения каскада для переменных составляющих (прира­щений) по методике, изложенной в § 2.4. Для этого заме­ним транзисторы схемами замещения рис. 2.6 ( ), закорачиваем источники постоянных напряже­ний + и - и разрываем цепь постоянного тока + ), т. е. резистор заменяем разрывом цепи, так как через протекает ток, в котором отсутствуют прира­щения; для них его сопротивление равно бесконечности. Схема замещения дифференциального каскада приведена на рис. 2.11. Поскольку + = const, то + = ( + )/( + 1) =const, следовательно, =- . Прира­щения входного тока источника , протекают через , через эмиттерную цепь втекают в и замыкаются через источник сигнала , связанный с источником общим проводом (см. рис. 2.10). На схеме замещения этот контур тока показан пунктиром. Закон Ома для этого контура да­ет соотношение

Рис. 2.11. Схема замещения симметричного дифференциального каскада по переменной составляющей

(2.13)

Отсюда

(2.14)

(2.15)

Мы вновь убеждаемся, что эмиттернэя цепь, служащая для стабилизации режима покоя, в дифференциальном каскаде не влияет на коэффициент усиления: ОС по перемен­ной составляющей токов в каскаде нет. Сравним формулу (2.15) с (2.8): они совпадают, если в последней приравнять =0.

Найдем другие параметры, характеризующие усиление дифференциального каскада. Из (2.13)

(2.16)

где = .

Сравнение с (2.7) показывает увеличение в 2 раза, что обусловлено протеканием тока источников сигнала че­рез оба транзистора. Найдем , для этого приравняем =0 и = 0. При нулевых входных сигналах = 0 и = 0 и сопротивление каскада со стороны вы­хода

(2.17)

По сравнению с в (2.9) здесь оно возросло вдвое. По­лученные значения , и можно использовать для построения обобщенной схемы замещения дифференциаль­ного каскада (см. рис. 2.8, б), ко входу которой приложена разность -. Для расчета других усилительных па­раметров каскада воспользуемся выражениями (2.10) - (2.12).

Дифференциальный каскад усиливает разность сигналов, поэтому при подаче на оба входа дифференциального каска­да одинаковых сигналов = = (-) = 0. При этом усилитель работает в режиме синфазных сигналов. За счет неполной симметрии каскада в реальных усилителях в режиме синфазных сигналов на выходе по­лучается ненулевой сигнал; = , где - коэффициент передачи для синфазного сигнала. Качество ослаб­ления синфазного сигнала характеризует коэффициент = 20 log (/). В силу высокой симметрии каска­дов, выполненных в виде ИМС, составляет -80-100 дБ, т. е. /= - .

На рис. 2.12, а приведена схема дифференциального кас­када при его выполнении в виде полупроводниковой ИМС.

Рис. 2.12. Практические схемы симметричного (а) и несимметричного (б) дифференциальных каскадов

Нежелательный при изготовлении ИМС элемент - высокоомный резистор - заменен источником тока ( + ), собранном на транзисторе . Для стабилизации тока транзистора в его эмиттериую цепь введено относитель­но небольшое сопротивление , обеспечивающее подачу на эмиттерный переход сигнала ООС: при нагреве увели­чивается напряжение = под воздействием которо­го ток через эмиттерный переход уменьшается. Диод также служит для стабилизации тока: при увеличении тем­пературы напряжение на нем и, следовательно, па базе падает, уменьшается ток через эмиттервый переход .

Недостатком дифференциального каскада является от­сутствие общей точки между источниками сигнала и на­грузкой. Этого недостатка лишен несимметричный диффе­ренциальный каскад на рис. 2.12, б у которого сигнал сни­мается с коллектора . Схема также обладает стабилиза­цией точки покоя, поскольку + =const, при этом в ней нет ОС по переменной составляющей тока, так как и эмиттерная цепь не влияет на коэффициент усиления. В многокаскадных усилителях первые (первый) каскады выполняются в виде симметричного дифференциального каскада и обеспечивают предварительное усиление сигнала практически без дрейфа, дополнительное усиление может быть осуществлено в несимметричном дифференциальном каскаде.

В § 2.4, 2.6 было указано, что соотношения между и , характерные для усилительных каскадов с ОЭ, не обеспечивают условия получения максимального усиления по напряжению, для выполнения которого необходимо, что­бы , 0. Из-за малости усилители потреб­ляют от источника сигнала заметную мощность. Большое значение не позволяет осуществлять работу каскада на назкоомную нагрузку из-за потерь сигнала на .

В каскаде с общим коллектором (ОК) достигаются вы­сокие значения при низких . Но за это преимуще­ство в жертву приносится другой параметр: в схеме с ОК <1. Каскад с ОК не усиливает сигнала по напряжению, а используется лишь как вспомогательный каскад, связыва­ющий схему с ОЭ с маломощным источником сигнала ( велико), либо с низкоомной нагрузкой ( мало). Несмот­ря на вспомогательную роль, выполняемую схемой с ОК в усилителях, применяется этот каскад доствточно часто.

Схема каскада с ОК приведена на рис. 2.13, а. Коллек­тор транзистора подключен к источнику питания . В эмиттерную цепь введен резистор , создающий ООС, стабилизирующую точку покоя. Нагрузка подключается к эмиттериой цепи. В классе усиления А на вход подаются входное напряжение и напряжение смещения (ре­альные схемы выполнения входной цепи рассмотрены в § 2.5).

Рис. 2.13. Каскад с общим коллектором (а) и его схема замещения по переменной составляющей (б)

Источник сигнала присоединен между базой и общим проводом, нагрузка - между эмиттером и общим проводом. Общий провод через источник питания , который имеет нулевое сопротивление для переменных составляющих, свя­зан с коллектором. Поэтому схема и получила название-каскад с ОК, другое ее название эмиттерный повторитель.

В режиме покоя =0. Напряжение вызывает ток базы эмиттерной цепи пойдет ток , создающий па­дение напряжения на . Для того чтобы в режиме покоя = 0, необходимо в цепь нагрузки ввести источник ком­пенсирующего напряжения = (реальные схемы выполнения выходной цепи рассмотрены в § 2.5). В режиме покоя к эмиттерному переходу транзистора приложено на­пряжение = - .

При подаче входного сигнала токи и напряжения тран­зистора получат приращения. При положительном (или от­рицательном) входном сигнале теки базы и эмиттера увеличатся (или соответственно уменьшатся), возрастет (уменьшится) падение напряжения на . Приращение напряжения на нем соответствует выходному сигналу, ко­торый будет положительным (отрицательным). Полярность входного и выходного сигналов в схеме с ОК совпадают, каскад является неинвертирующим усилителем. К эмиттер­ному переходу транзистора приложено управляющее на­пряжение = -. Сигнал подается на вход как сигнал ООС: = . Так как при работе транзис­тора всегда положительно, то <, т. е. =/<1.

Для расчета усилительных параметров каскада построим схему замещения в соответствии с правилами, изложенными в § 2.4. Схема замещения каскада с ОК приведена на рис. 2.13, б. Находим основные усилительные параметры:

1. Входное сопротивление =/ . Обойдем входную цепь каскада

. Итак:

(2.18)

При большом || достигает величин порядка Ом,

2. Коэффициент усиления в режиме холостого хода = /. По закону Ома выразим напряжения через токи

(2.19)

но так как обычно .

3. Выходное сопротивление находим по теореме об эквивалентном е, для этого положим =0 (т.е. закоротим источник ). Сопротивление между выходными выводами при приложении напряжения



тогда из схемы замещения . В результате получим

(2.20)

В каскадах с ОК = 10 Ом.

Остальные усилительные параметры могут быть найдены по (2.10 - 2.12). В каскаде с ОК достижимы значения .

Поскольку управляющий сигнал в схеме с ОК = - мал, искажения формы передаваемого сигнала наблюдаются лишь при достаточно больших входных напря­жениях, когда амплитуда сигнала составляет (0,2-0,4) . Название эмиттерный повторитель закрепилось за каскадом с ОК именно потому, что он передает сигнал с коэффици­ентом близким к 1 и не искажает его формы. Как будет показано ниже, качества, присущие каскаду с ОК, характерны для усилителей с цепью ООС по напряжению.

Наибольшие значения входного сопротивления позволя­ют получить каскады на полевых транзисторах. Как указа­но в § 1.6, полевые транзисторы управляются напряжени­ем и практически не потребляют тока из входной цепи. По­этому их можно использовать вместе с маломощными источ­никами сигнала, причем через источник сигнала постоянная составляющая тока не протекает. Ограничимся рассмотре­нием каскада с общим истоком (ОИ) на полевом транзисторе МДП-типа со встроенным каналом (рис. 2.14).

Рис. 2.14. Каскад с общим источником

Усилительный элемент - полевой транзистор с кана­лом n-типа подключен к ис­точнику питания через на­грузочный резистор . Соб­ственно нагрузка подклю­чена между стоком и об­щим (заземленным) прово­дом. Исток транзистора свя­зан с общим проводом через резистор , введенным для создания ООС, стабили­зирующей точку покоя. Ис­точник входного сигнала подключен непосредственно к за­твору относительно общей шины.

Рассмотрим режим покоя. Через канал транзистора протекает ток =, вызывающий падение напряжения на = . Напряжение = - , т. е. по­левой транзистор работает в режиме обеднения при неболь­шом отрицательном напряжении на затворе. В режиме по­коя на стоке имеется напряжение , поэтому для обеспе­чения = 0 в схему вводится источник компенсирующего напряжения = (схемные варианты создания ( рассмотрены в § 2.5).

При подаче сигнала все токи и напряжения транзистора приобретают приращения. При положительном (или отри­цательном) напряжение на затворе увеличивается (или соответственно уменьшается), токи и увеличиваются (уменьшаются), растет (уменьшается) падение напряже­ния на резисторе уменьшается (увеличивается) напря­жение . приращение которого является выходным на­пряжением каскада = . Каскад с ОИ является инвертирующим усилителем, ори рассмотрении его структу­ры и принципа действия можно найти много аналогий с кас­кадом с ОЭ.

Расчет каскада по переменной составляющей проводится теми же способами, что и для усилителей на биполярных транзисторах. На рис 2.15, а приведена схема замещения полевого транзистора. Выходные характеристики полевых транзисторов ( рис. 1.9, г и 1.11, б, в) показывают, что транзистор является управляемым источником тока с высоким внутренним сопротивлением :

,

где при =const - крутизна - параметр, характери­зующий воздействие входного напряжения на выходной ток (S бывает порядка единиц мА/Б) (см. § 1.6); при = const-динамическое выходное сопротивление транзистора, обусловленное на­клоном пологого участка выходных характеристик транзистора. Входная цепь полевого транзистора между затвором я истоком не пропускает тока и на схеме замещения представлена высокоомным (порядка Ом) резистором . Сравним схемы замещения полевого и биполяр­ного транзисторов (рис. 2.6 и 2.15, а), они отличаются тем, что во вто­рой из ник источник выходного тока управляется напряжением, а не током, как в первой схеме, а также тем, что .

Рис. 2.15. Схемы замещения по переменной составляющей: а - полевого транзистора; б - каскада с общим истоком

Воспользуемся правилами, изложенными в § 2.4, н построим схему замещения каскада с ОИ, представленную на рис. 2.15, б. Найдем основные усилительные параметры:

1. Входное сопротивление в каскадах на полевых тран­зисторах чрезвычайно велико ( Ом и выше).

2. Коэффициент усиления по напряжению в режиме холостого хода . Запишем напряжения и через ток , тогда

(2.21)

При =0 =S, но стабилизация точки покоя отсутствует.

В каскаде с ОИ можно получить 1 при обеспечении S 1 и .

3. Выходное сопротивление находим, положив =0. Сопротивление между выходными выводами в этом случае = .

Выходное сопротивление каскада с ОИ весьма велико (порядна Oм).

При построении каскадов на полевых транзисторах других типов (полевые транзисторы с p-n переходом или с индуцированным каналом) во входную цепь вводится напряжение смещения. Возможно построение дифференциальных каскадов на полевых транзисторах и каскада с общим стоком (истокового повторителя) - аналога эмиттерного повторителя. Применяются усилители, выполненные на основе сочетания поле­вых и биполярных транзисторов.

Развитие микросхемотехники изменяет подход к проек­тированию полупроводниковых усилительных устройств. Раньше при создании усилителей на дискретных компонен­тах разработчики стремились найти наиболее простое ре­шение устройств, в первую очередь стремились уменьшить число активных компонентов схемы (диодов, транзисторов); такой подход обеспечивал снижение стоимости аппаратуры и ее высокую надежность. Ныне при разработке аппарату­ры на ИМС разработчик стремится использовать готовые ИМС массового выпуска; именно такие ИМС обладают наи­меньшей стоимостью, их схемные решения тщательно про­работаны и обеспечивают высокие показатели работы ап­паратуры. Поэтому предприятия, выпускающие ИМС, стре­мятся к выпуску наиболее универсальных узлов, которые применялись бы в самых разнообразных устройствах, это обеспечивает увеличение выпуска данного типа ИМС и сни­жение их стоимости. Поэтому ИМС создаются не на основе наиболее простого решения, а наиболее совершенного, об­ладающего универсальными достоинствами. Применение таких ИМС оправдано и в тех случаях, если ряд их парамет­ров в конкретном устройстве будет недоиспользован.

Наиболее распространенной усилительной ИМС явля­ется операционный усилитель (ОУ), в котором сосредото­чены основные достоинства усилительных схем. Иддеальный операционный усилитель имеет чрезвычайно высокий ко­эффициент усиления по напряжению = / , большое входное сопротивление , малое выходное сопротивление 0. ОУ является усилителем постоян­ного тока, т. е. усиливает широкий спектр частот вплоть до постоянной составляющей. При этом дрейф нуля ОУ очень мал. ОУ имеет дифференциальный вход = ( - ): при подаче сигнала на прямой вход выходное на­пряжение = , при подаче на инвертирующий = - .

На рис. 2.16, а приведено обозначение ОУ на схемах. На рис. 2.16, б показана структурная схема ОУ. Первый каскад выполняется по схеме симметричного дифференци­ального каскада (ДК) (например, по схеме рис. 2.12, а), в которой максимально компенсируется дрейф нуля. В ка­честве второго каскада часто используется ДК с несиммет­ричным выходом (например, схема рис. 2.12, б). Третий выходной каскад выполняется по схеме эмиттерного повто­рителя (каскад с ОК), что обеспечивает малое выходное сопротивление ОУ. Современные ОУ используют схемы кас­кадов, которые гораздо сложнее рассмотренных, дополнительные элементы обеспечивают повышение входного со­противления, дополнительную стабилизацию режима покоя, повышение коэффициента усиления и т. д. Схемы ОУ мо­гут насчитывать несколько десятков транзисторов.

Свойства реальных ОУ в большей или меньшей степени приближаются к свойствам идеального ОУ. Система пара­метров, приводимая в справочниках, позволяет оценить эти свойства и определить режимы, в которых может исполь­зоваться ИМС. В табл. 2.2 приведены параметры некоторых ОУ.

Рис. 2.16. Схемное обозначение (а) и упрощенная структурная схема ОУ (б)

Таблица 2.2. Параметры операционных усилителей

ЭДС питания и потребляемый от источника пита­ния ток позволяют выбрать источник двухполярного питания по напряжению и по мощности. Параметры , и характеризуют усилительные свойства ИМС. Пара­метр (входной ток или ток утечки) характеризует ток покоя входного электрода. ИМС. Приводятся коэффициент ослабления синфазного сигнала (см. § 2.6). Нередко приведены предельные напряжения на входах и между вхо­дами, при отсутствии этих параметров в паспортных дан­ных их принимают равными . В реальных ОУ режиму = 0 соответствует ненулевое напряжение - = , называемое напряжением смещения нуля (см. пе­редаточную характеристику ОУ, рис. 2.17). Предельное на­пряжение на выходе ОУ достигается при || = (0,9 0,95) . Это напряжение обозначим . В справоч­нике приводится минимально возможное предельное напря­жение , его значение заметно меньше напряжения в большинстве образцов ИМС данного типа.

Рис. 2.17. Передаточная характеристика ОУ

Обобщенная схема замещения ОУ по переменной состав­ляющей соответствует рис. 2.18, б при подаче на вход на­пряжения - .

Рис. 2.18. Неинвертирующий ОУ с ООС (а) и его передаточная характеристика (б)

Изображение источников питания и -, к которым подключают соответствующие выводы ИМС, па схемах не­редко опускают.

Несмотря на то что ОУ концентрирует в себе лучшие свойства усилительных устройств, непосредственно в каче­стве усилителя ОУ не применяется. Это связано с.двумя причинами; во-первых, линейный участок АОВ на переда-, точной характеристике (см. рис. 2.17) ограничен весьма ма­лыми напряжениями /. При увеличении входного . напряжения за эти границы выходное напряжение не изменяется, т. е. наблюдаются нелинейные искажения сиг­нала. Во-вторых, коэффициент усиления ОУ меняется от экземпляра к экземпляру в очень широких пределах и очень сильно зависит от режима работы, в первую оче­редь от температуры, что обусловлено сильной зависимос­тью от температуры транзисторов, входящих в состав ИМС. Эта нестабильность затрудняет создание усили­тельных устройств.

Для улучшения параметров усилительных устройств применяют ОУ с ОС. На рис. 2.18, а приведена схема неинвертирующего усилителя на базе ОУ. Входной сигнал подается на прямой вход ИМС. С выхода ОУ напряжение ОС подают на инвертирующий вход ОУ. Таким образом, на входах ОУ действует входное напряжение и напряжение , т. е. речь идет об ОС со сложением напряжений, называемой также последовательной ОС. Выходное., напряжение ОУ определяется разностью ( - ), такая ОС называется отрицательной (ООС) (см. § 2.3).

Найдем коэффициент усиления схемы рис. 2.18, а. При этом полагаем, что , , (эти усло­вия в реальных ОУ легко выполняются). Напряжение ОС

(2.22)

где .

Выходное напряжение определяется разностью напря­жений на входах ОУ:

Отсюда формула для расчета ОУ с ООС имеет вид

(2.23)

ООС уменьшает коэффициент усиления, так как на входе усилителя действует не напряжение , а меньшее значение - . Поскольку в ОУ очень велико, то из (2.23) при получаем

(2.24)

т.е определяется лишь отношением сопротивлений и не зависит от .

Таким образом, введение ООС позволяет стабилизировать коэффициент усиления ИМС. Действительно, если ИМС. Действительно, если ИМС уменьшится, уменьшается значения и , возрастает разность ( - ), что приведет к возрастанию , компенсирующему первоначальное уменьшение выходного напряжения.

Формула (2.24) может быть получена другим путем, что позволит нам познакомиться с характерным расчетным при­емом, применяемым при анализе схем на ОУ. Выходное на­пряжение ОУ , а коэффициент усиления ИМС , следовательно, , т.е. . Отсюда с учетом (2.22) следует (2.24). В ре­жиме линейного усиления напряжение между входами ОУ очень мало - это свойство проявляется в любых схемах включения ОУ и широко используется при анализе.

Хотя коэффициент усиления схемы зависит лишь от со­отношения сопротивлений , и . это не означает, что они могут быть выбраны совершенно произвольно. Мини­мальное сопротивление резисторов в схемах ОУ ограничено нагрузочной способностью ИМС. Максимальное сопротив­ление резистора ограничено, потому что протекающие через высокоомные резисторы малые токя будут соизмеримы-со входными токами ОУ и это усилит воздействие неидеально­сти ОУ на работу схемы (см. подробнее об этом в § 2.13). В практических схемах сопротивление находится в преде­лах -Ом.

Стабилизация коэффициента усиления ОУ за счет вве­дения ОС приближает свойства усилителя к источнику ЭДС, т. е. выходное сопротивление схемы рис. 2.18, а меньше, чем выходное сопротивление самого ОУ: . Это еще одно достоинство, достигнутое за счет ОС. Вход­ное сопротивление схемы рис. 2.18, а определяется , где -ток между входами ОУ: , где - входное сопротивление собственно ОУ. Поскольку ( - ) 0, то 0, а входное сопротивление резко увеличивается: , что является достоинст­вом усилителя с ОС.

Выходное напряжение ОУ ограничено пределами .

В схеме рис. 2.18, а режим линей­ного усиления соответствует вход­ным напряжениям, ограниченным значением /. По­скольку , передаточная характеристика ОУ с ОС имеет достаточно большую область ли­нейного усиления (рис. 2.18, б). Наклон передаточной характери­стики на линейном участке АОВ определяется коэффициентом уси­ления : линия 1 приведена для = 4, линия 2 для = 10. Таким образом, введе­ние ОС позволяет расширить линейную область передаточной характеристики и уменьшить нелинейные искажения. На рис. 2.19 приведено входное напряжение , подавае­мое на схему (рис. 2.18, а) и выходное напряжение схемы при различных коэффициентах усиления : . Расширение области линейного усиления достигается за счет снижения коэффициента усиления. С этим эффектом мы уже сталкивались при рассмотрении, усилительных каскадов, например схемы с ОК (см. § 2.7), в которой также действует последовательная ООС по вы­ходному напряжению.

Рис. 2.19. Форма сигналов на входе и выходе усилителя рис. 2.18 при различных коэффициентах усиления

Операционный усилитель при подаче сигнала на инвер­тирующий вход при усилении изменяет полярность сигнала на противоположную. При передаче синусоидального на­пряжения осуществляется сдвиг фазы усиливаемого сигна­ла на 180. В усилительных устройствах широко применя­ется схема инвертирующего ОУ с ООС (рис. 2.20) Вход­ной сигнал и сигнал ООС подают на инвертирующий вход ОУ, при этом происходит сложение токов и т.е. речь идет об ООС со сложением токов, называемой также па­раллельной ООС. Для осуществления сложения токов не­обходимо исключить подключение непосредственно ко входу ОУ источников ЭДС, т.е. необходимо обеспечить 0, 0.

Найдем усилительные параметры ОУ с ООС. При ана­лизе полагаем: ; эти условия в реальных схемах легко выполняются. Поскольку у ИМС , то = - = i.

Рис. 2.20. Инвертирующий ОУ с ООС (а) и его передаточная характеристика (б)

В § 2.10 было отмечено, что на линейном участке передаточной характеристики ОУ напряжение между его входами = 0. Тогда

(2.25)

(2.26)

Отсюда легко получить коэффициент усиления схемы рис. 2.20, а;

(2.27)

Знак минус указывает, что полярности входного и вы­ходного напряжении противоположны. Коэффициент усиле­ния || , но при этом зависит только от соот­ношения сопротивлений / поэтому его стабильность очень высока.

Найдем входное сопротивление ОУ с ООС:

Так как = i, из (2.25) следует

=

Конечное значение входного сопротивления отличает рассматриваемый ОУ от схемы рис. 2.18, а. При стабили­зации коэффициента усиления схема приближается по сво­им свойствам к источнику ЭДС, т.е. выходное сопротивле­ние снижается. Можно заключить, что , что является преимуществом, достигаемым за счет ООС.

Передаточная характеристика инвертирующего усилите­ля' приведена на рис. 2.20, б. Она отличается от характери­стики рис. 2.18, б тем, что расположена во втором и четвер­том квадрантах, что характерно для схем, инвертирующих полярность сигнала. Линейный участок характеристи­ки ограничен напряжениями /. Поскольку || , линейный участок передаточной характеристи­ки расширяется за счет введения ООС и сигналы большей амплитуды передаются без искажений.

Таким образом, введение ООС в схему инвертирующего ОУ позволяет улучшить его параметры:(повысить стабиль­ность коэффициента усиления, уменьшить выходное сопро­тивление, расширить линейную область передаточной харак­теристики и снизить искажения при передаче сигналов большой амплитуды. Такие же результаты достигаются и при введении ООС в неинвертирующий ОУ, отличается только значение входных сопротивлений (см. § 2.10). Та­ким образом, с помощью ООС за счет ухудшения одного из параметров (снижение коэффициента усиления ) можно улучшить остальные параметры. Снижение Ки во мно­гих схемах несущественно, так как ОУ обладают очень вы­соким . При необходимости большого усиления сигналов применяют многокаскадные схемы, в которых каждый кас­кад выполнен на ОУ и охвачен цепью ООС.

На ОУ создаются схемы, предназначенные для выпол­нения математических операций над входными сигналами (сложение, вычитание, интегрирование, выделение модуля функции и т.п.). Такие схемы находят широкое примене­ние в устройствах автоматического управления, они состав­ляют основу аналоговых ЭВМ. Наиболее распространенны­ми являются суммирующие и интегрирующие схемы на ОУ, а также ряд схем, в которых ОУ используется в нелиней­ном режиме ь(эти схемы рассмотрены в гл. 3).

Рис. 2.21. Инвертирующий сумматор на ОУ (а) и временные диаграммы сигналов на его входах и выходе (б)

На рис. 2.21, а приведена схема инвертирующего сумма­тора. Она собрана на базе ОУ с инвертирующим входом и цепью параллельной ООС (см. § 2.11), Поскольку ОУ велико,

(2.28)

Как и в схеме рис. 2.20, а, = /. Входные токи определяются с учетом того, что между входами ИМС ОУ напряжение равно нулю . Тогда из (2.28) следует

отсюда

(2.29)

Рис. 2.22. Неинвертирующий сумматор на ОУ (а), его схема замещения (б) и схема вычитателя (в)

Знак минус показывает, что наряду с суммированием происходит инвертирование полярности сигналов. На рис. 2.21, б приведены временные диаграммы, иллюстрирующие работу инвертирующего сумматора.

На рис. 2.22, а приведена схема неинвертирующего сумматора. В основе этой схемы лежит неинвертирующий ОУ с ОС (см. рис. 2.18, а). Выделим названную схему и заменим ее схемой замещения, содержащей = и источник напряжения (выходное сопротивле­ние равно нулю) (рис. 2.22, б). Так как =, то или со закону Ома

Отсюда

где n - число входов скмматора (в рассматриваемой схеме n=3).

Напряжение на выходе ОУ найдем с учетом (2.24):

Таким образом, выходное напряжение пропорционально сумме входных сигналов. Но коэффициент передачи по напряжению схемы рис 2.22, а зависит от числа входов n. нетрудно видеть, что однозначно определяется средним входным сигналом: .

На рис. 2.22, в представлена схема вычитателя на ОУ. Рассмотрим его работу методом суперпозиция. Вначале положим =0, т. е. зако­ротим источник . Тогда схема сводится к неинвертируюшему ОУ (рис. 2.18, а), на входе которого включен делитель напряжения с коэффициентом передачи . С учетом (2.24) . Теперь положим =0 (закоротим ис­точник ). Схема сводится к инвертирующему ОУ (рис. 2.20, а), по-скольку подключение к прямому входу резисторов и не изменяет потенциал на прямом входе идеального ОУ, у которого входной ток мал. Тогда в соответствии с (2.27) .

В результате воздействия двух сигналов выходное напряжение . При =, = получим

Источник напряжения, управляемый током, получим из схемы рис. 2.20, а при = 0. При этой =0 и источник сигнала работает в режиме источника тока . Выходное напряжение при учете u*=0 определяется

Источник тока, управляемый напряжением, получим также из схемы рис 2.20, а, если включим нагрузку в качестве резистора . Тогда

Интегратор на ОУ также создается на базе инвертирующего ОУ (рис. 2.23, а). В цепь ОС включен конденсатор С. Как известно из курса ТОЭ,

(2.30)

Рис. 2.23. Интегратор на ОУ (а) и временные диаграммы сигналов на его входе и выде (б)

Поскольку = , то

(2.31)

Напряжение между входами ИМС ОУ равно нулю, по­этому = . Учитывая (2.30) и (2.31), получаем

Схема выполняет математическую операцию интегриро­вания. Перейдем от неопределенных интегралов к определенным, тогда (2.32) запишется в виде

Выходное напряжение зависит от начальных усло­вий, т, е. от начального напряжения на конденсаторе в момент t = 0 (0). На рис. 2.23, б представлены времен­ные диаграммы, иллюстрирующие работу интегратора. При подаче на вход постоянных напряжении на выходе получа­ем линейно изменяющиеся напряжения.

Анализ схем на ОУ в § 2.10-2.12 проведен в несколько упрощенном виде при идеализации свойств ОУ. При прак­тическом использовании рассмотренных схем их приходит­ся снабжать дополнительными элементами.

При построении входных каскадов ОУ на биполярных транзисторах (см. схему рис. 2.12, а) базовые токи входных транзисторов протекают через входную цепь. На рис. 2.24 приведена схема инвертирующего ОУ с ОС, на которой по­казаны входные токи . Падение напряжения при проте­кании входных токов найдем в режиме покоя: =0. Ток инвертирующего входа может протекать по резисторам , и , что создает на этом входе падение напряжения

Поскольку ОУ очень велик, то весьма малое значе­ние может вызвать существенные значения = Ненулевое при =0 затрудняет использование ОУ. Для исключения вредного влияния входных токов к прямо­му входу ОУ подключают резистор R= /(+)-Входной ток прямого входз создает на нем падение напря­жения, входной сигнал определяется разностью напряже­ний на прямом и инверсном входах и при равенстве вход­ных токов обоих входов = 0. Схема рис. 2.24 с рези­стором R является практической схемой инвертирующего. ОУ. Аналогичные дополнения вносятся в схемы интегратора и инвертирующего сумматора. В схеме рис. 2.18, а также стремятся выбрать резисторы в цепи ОС таким образом, чтобы сопротивление для входных токов прямого и инвер­сного входов было одинаковым. При этом учитывается, что ток прямого входа протекает через внутреннее сопротивле­ние источника (на схеме рис. 2.18, а не показан).

Рис. 2.24. Инвертирующий ОУ с компенсацией воздействия входных токов

Рис. 2.25. Примеры схем компенсации напряжения смещения нуля

В § 2.9 указывалось, что передаточная характеристика ОУ в реальных образцах несимметрична относительно пу­ля (см. рис. 2.17). Эта несимметрия характеризуется напряжением смещения нуля , которое различно в каждом экземпляре ИМС, но ограничено предельной величиной, приводимой в паспортных данных ОУ (см. табл. 2.2). Напряжение смещения нуля приводит к тому, что при нулевом входном сигнале 0. Для компенсации вредно­го влияния напряжения смещения нуля многие схемы на ОУ снабжают специальными цепями, позволяющими путем ре­гулировки устранить воздействие . На рис. 2.25 приве­дены примеры схем инвертирующего и неинвертирующего ОУ с ОС, дополненные цепями для компенсации напряже­ния смещения нуля. Схемы содержат потенциометры, уста­новка которых производится в период отладки устрой­ства.

Необходимость компенсации вредного влияния входных токов и напряжения смещения нуля следует учитывать при создании всех устройств, рассмотренных в § 2.10-2.12. Введение корректирующих цепей не меняет принципы, положенные в основу работы этих устройств. Можно пока­зать, что основные соотношения, приведенные в § 2.10-2.12, остаются справедливыми,

В идеальном ОУ мы не вводим ограничений по частот­ным свойствам, считая, что ОУ способен усиливать сигналы любой частоты, начиная от постоянной составляющей и кон­чая высокочастотными колебаниями, при этом не зави­сит от частоты, а фазовый сдвиг между входным и выход­ным сигналами равен нулю при подаче сигнала на прямой вход и равен при подаче сигнала на инверсный вход. В реальном ОУ, как и в любом другом транзисторном уси­лителе, способность усиливать высокочастотные сигналы ог­раничена инерционностью усилительного элемента-тран­зистора.

Рис. 2.26. Форма сигналов на входе и выходе ОУ

При рассмотрении транзистора (§ 1.5) было установле­но, что с ростом частоты модуль коэффициента передачи | | уменьшается и появляется запаздывающий фазовый сдвиг. Указанное явление обусловливает зависимость Ки ОУ от частоты: с ростом частоты также уменьшается, появляется запаздывающий фазовый сдвиг, т, е. приоб­ретает комплексный характер. На рис. 2.26 показана форма (t) и (t) ОУ при подаче на вход сигналов прямоугольной формы. Инерционность транзисторов приводит к тому что форма импульсов искажается, импульсы имеют трапецеидальную, а при высокой частоте следования импульсов - треугольную форму. На высоких частотах ам­плитуда импульсов падает, так как за время импульса напряжение не успевает дорасти до предельного значения. Ин­тенсивность снижения коэффициента усиления зависит от числа каскадов усилителя. В области высоких частот на ча­стоте f коэффициент усиления i-го каскада падает в раз и появляется запаздывающий фазовый сдвиг . В многокаскадном усилителе модуль коэффициента усиления

(2.33)

где , , - модули коэффициентов усиления кас­кадов в области низких и средних частот. Таким образом, падает в раз, где . Фазовый сдвиг накапливается от каскада к каскаду, и в многокаскадном усилителе он равен . Зависимость (f) называется амплитудно-частотной характеристикой усилителя, а зависимость (f) -фазо-частотной характеристикой. На рис. 2.27 приведены типичные характеристики ОУ. На частотных характеристиках можно выделить две об­ласти: в первой из них максимален и фазовый сдвиг от­сутствует, эта область называется полосой пропускания усилителя; во второй области, области высоких частот, падает и с ростом частоты нарастает фазовый сдвиг . Для разграничения областей вводится количественный кри­терий. Чаще всего области разграничиваются частотой , на которой . При необходимо­сти, большей стабильности в пределах полосы пропуска­ния она ограничивается на уровне = 0,9 и даже 0,99 . Современная промышленность обеспечивает производст­во весьма совершенных схем ОУ, в которых полоса про­пускания достаточна для их практического использования в большинстве схем промышленной электроники.

Рис. 2.27. Частотные характеристики ОУ

Однако не идеальность частотных свойств ОУ необходи­мо учитывать при использовании схем с ОС, применение которой, как было показано ранее, является обязательным в любом усилительном устройстве. Обратимся к схеме ряс. 2.18, a. Коэффициент усиления этой схемы определяется по формуле (2.23). Однако в области высших частот f коэффициент усиления ОУ следует считать комплексной вели­чиной , так как между выходным и входным напряжени­ем ИМС появляется фазовый сдвиг . Тогда комплексный характер приобретает и коэффициент усиления схемы рис. 2.18, а:

(2.34)

На частоте , показанной на рис. 2.27, фазовый сдвиг =180. Коэффициент усиления на этой частоте явля­ется действительной, но отрицательной величиной: = - . Подставим это значение в (2.34):

(3.35)

На частоте | |>||, т. е. за счет фазового сдвига (= ) ООС превратилась в ПОС, увеличивающую . При = 1 из (2.35) получаем = . Это означает, что при =0 на выходе существует ненулевое выходное на­пряжение. Это явление называется самовозбуждением уси~ лителя и совершенно недопустимо при его работе. Объяс. няется это явление тем, что при ПОС поступающий на вход выходной сигнал поддерживает выходное напряжение, ко­торое по цепи ОС вновь возбуждает ОУ. При >1 вы­ходное напряжение будет увеличиваться до тех пор, пока искажения формы сигнала не приведут к снижению , так что установится = 1.

Сформулируем условия самовозбуждения:

1) -суммарный фазовый сдвиг, вносимый при передаче сигнала ОУ и ОС. Выполне­ние этого условия означает существование ПОС.

2) 1.

Для исключения возможности самовозбуждения в уси­лительных устройствах принимаются разнообразные меры: во-первых, число каскадов, охваченных ОС, должно быть ограничено, так как каждый новый каскад увеличивает фа­зовый сдвиг на высоких частотах. Поэтому в ОУ применя­ют трехкаскадные схемы, а в последние годы - и двух-каскадные ОУ. Возможности получения очень высоких зна­чений в одной ИМС при этом ограничиваются. Во-вторых, применяют корректирующие RC-цепочки, ко­торые подключаются к определенным выводам ОУ и сни­жают па частоте до минимума, при котором условия самовозбуждения не выполняются, т.е. <1 при =. Амплитудно-частотная характеристика ОУ при этом изменяется, как показано на рис. 2.27, а пунктиром.

Типовые схемы корректирующих цепей широко приво­дятся в справочной литературе. Расчет корректирующих цепей проводится методами, используемыми в теории ав­томатического регулирования для анализа и синтеза ли­нейных непрерывных автоматических систем. В ряде ОУ корректирующие цепочки выполнены в составе самой ИМС.

Устранение опасности самовозбуждения при применении корректирующих цепей сужает полосу пропускания усили­тельных устройств. Это является своеобразной платой за те преимущества, которые дает нам использование ООС. Надо заметить, что сами по себе цепи ООС стабилизируют коэффициент усиления и расширяют полосу пропуска­ния, но это не искупает снижения при введении коррек­тирующих цепей.

Опасность самовозбуждения часто подстерегает разра­ботчиков электронных устройств даже при правильно вы­бранных цепях коррекции. Самовозбуждение может воз­никнуть за. счет паразитных ОС, т. е. таких, которые не предусматриваются разработчиком: Эти связи могут воз­никнуть из-за наличия паразитных реактивных элементов в схеме, за счет применения недостаточно стабилизирован­ного источника питания и т. п. Только создание систем ав­томатизированного проектирования (САПР) электронных устройств позволяет учесть множество основных и пара­зитных параметров элементов электронных узлов и надеж­но обеспечить при проектировании исключение самовоз­буждения. В § 2.15 и в гл. 3 мы познакомимся с устройст­вами с ПОС, в которых самовозбуждение не является нежелательным, а, напротив, используется при создании многих важных электронных узлов.

Избирательным усилителем называется схема, имеющая максимальный коэффициент передачи в узкой полосе ча­стот вблизи . За пределами этой узкой полосы пропуска­ния коэффициент усиления резко спадает к нулю. Выделе­ние одной гармоники из сигнала сложного гармонического состава бывает необходимым при исследовании физичес­ких процессов, при управлении многими объектами. Широ­ко применяются избирательные усилители в связи, напри­мер в радиосвязи: с помощью настройки избирательного усилителя на несущую частоту передатчика осуществляется частотная селекция полезного сигнала. Избирательные усилители позволяют выбирать нужные сигналы при пе­редаче нескольких сообщений по одному каналу связи.

Широкое распространение получили избирательные уси­лители, построенные на основе ОУ. Как показано в § 2.10, 2.11, коэффициент усиления ОУ с ООС определяется только параметрами цепи ОС. Если в цепи ОС использовать RС-цепь коэффициент передачи и фазовый сдвиг которой зависят от частоты можно обеспечить требуемую зависи­мость коэффициента передачи избирательного усилителя от частоты.

Рис. 2.28. Избирательный усилитель (а) и временные диаграммы сигналов на входе и выходе (б)

В качестве частотозависимых цепей применяют различ­ные RC-цепочки, например схему моста Вина. На рис. 2.28, а показана схема избирательного усилителя с мостом Вина (схема моста выделена пунктиром). При подаче на вход усилителя несинусоидального напряжения (t) частоты на выходе получаем синусоидальный сигнал (рис. 2.28, б).

Рис. 2.29. Частотные характеристики Вина (а) и избирательного усилителя (б)

Рассмотрим частотные характеристики моста Вина (рис. 2.29, а). Мост состоит из последовательного ( ) и параллельного ( ) звеньев (см. рис. 2.28, a). При прохождении через мост сигнал низкой частоты теряется на конденсаторе , а сигнал высокой частоты гасится на делителе напряжения, состоящем из последовательного и параллельного звеньев, так как с ростом частоты сопро­тивление конденсатора падает. Поэтому наибольший коэффициент передачи мост имеет на некоторой частоте . Фазовый сдвиг, вносимый мостом, на частоте равен нулю. При оптимальных соотношениях = = С, = = R частота =1/(2RC); при f= коэффициент передачи моста =1/3.

Вернемся к рассмотрению избирательного усилителя в целом. На частотах, отличных от , коэффициент пере­дачи моста Вина мал и можно считать, что сигнал на пря­мом входе ОУ =0. Схема идентична инвертирующему ОУ (рис. 2.20, а) и имеет коэффициент усиления, определяемый по (2.27), K= -/.

На частоте коэффициент передачи моста Вина мак­симален. Через мост Вина на вход ОУ подаётся сигнал ПОС, который резко увеличивает коэффициент усиления схемы по сравнению со значением . Частотная ха­рактеристика избирательного усилителя приведена на рис. 2,29, б. Чем выше коэффициент усиления = -/, тем уже усиливаемая область частот (полоса пропускания), ваше отношение /.

Однако при значении /=2 выполняется условие самовозбуждения (см. § 2.14) и коэффициент усиления схемы на частоте становится равным бесконечности, Это означает, что на выходе схемы будут существовать си­нусоидальные колебания частоты и при нулевом входном сигнале. В таком виде схема рис. 2.28, а становится гене­ратором синусоидального напряжения, цепь источника входного напряжения может быть исключена (источник закорочен).

Рассмотренная схема не является единственным примером схем избирательных усилителей и генераторов синусоидальных сигналов. Существуют многочисленные варианты этих устройств, построенные на базе других частото-зависимьгх RС-цепей.

Наряду с применением основного типа усилителей - УПТ - в ряде случаев оказывается целесообразным ис­пользование усилителей с емкостной связью. На рис. 2.30 в качестве примера показан усилитель с емкостной связью, выполненный на базе ОУ. Применение емкостной связи между каскадами усилителей в настоящее время вышло из употребления, так как конденсаторы с большой емко­стью невыполнимы в виде элементов ИМС.

Рис. 2.30. Усилитель с емкостной связью и его схема замещения

Достоинством усилителей с емкостной связью является отсутствие дрейфа нуля: конденсаторы не пропускают по­стоянной составляющей, в том числе напряжения дрейфа.

При подаче сигнала без постоянной составляющей, по­казанного на рис. 2.31, а , выходной сигнал практически повторяет форму входного, но при передаче сигнала, име­ющего постоянную составляющую (рис. 2.31, б) она через конденсаторы связи и не передается и форма сигна­ла на выходе уже не соответствует входному. По выход­ному напряжению усилителя с емкостной связью нельзя за­ключить, какова форма входного сигнала - как на рис. 2.31, а или б. Ограниченность частотного диапазона усили­телей с емкостной связью является их главным недостат­ком, из-за которого по мере совершенствования УПТ об­ласть их применения заметно сократилась.

Рис. 2.31. Временные диагаммы сигналов на входе и выходе усилителя с емкостной связью (а,б) и его частотные характеристики (в)

Рассмотрим частотные свойства усилителей с емкост­ной связью. Вся область частот разбивается на три части: рабочая область средних частот (полоса пропускания) ха­рактеризуется тем, что сопротивление конденсаторов 1/ и 1/ мало и переменный сигнал без потерь про­ходит через конденсаторы. Усиление в этой области частот постоянно и не зависит от частоты, В области высоких частот проявляется инерционность транзисторов. Как и в УПТ (см. § 2.14), с ростом частоты снижается коэффициент уси­ления и появляется запаздывающий фазовый сдвиг между входным и выходным сигналами усилителя. В области низ­ких частот сопротивление конденсаторов и растет, часть сигнала прикладывается к конденсаторам и теряется на них, коэффициент усиления с уменьшением частоты па­дает, На рис. 2.31, в приведены амплитудно-частотные и фазо-частотные характеристики усилителя с емкостной связью. Полоса пропускания ограничена частотами и , на которых || = / .

Для анализа усилителя по схеме рис. 2.30, а заменим собственно усилитель обобщенной схемой замещения, состоящей из входного сопротивления , источника напряжения и выходного сопротивления (рис. 2.30, б). Полученная схема замещения усилителя с конденсаторами связи и описывается выражением в комплексной форме:

(2.36)

где - коэффициент передачи входной цепи:

(2.37)

- коэффициент передачи выходной цепи:

(2.38)

Проанализируем зависимость от частоты. Для этого поделим числитель и знаменатель (2.37) на ( + ):

(2.39)

где - коэффициент передачи входной цепи при 1/ = 0, т.е. в области средних и высших частот; - постоянная времени цепи заряда конденсатора .

Модуль коэффициента передачи обозначим , где показывает, во сколько раз уменьшается коэффициент передачи на частоте . Из (2.39) получим

(2.40)

При уменьшении частоты растет, а падает, так как уве­личивается сопротивление конденсатора и на нем теряется часть сигнала . При этом по цепочке протекает емкостный операционный ток, создающий на падение напряжения , опережающее . Из (2.39) получаем

(2.41).

Аналогичный анализ можно проделать и для цепи . Для этого в (2.40) -(2.41) вместо подставим , где - постоянная цепи заряда конденсатора . При этом получим выражение для и , аналогичные по структуре (2.40) и (2.41).

Коэффициент усиления схемы с емкостными связями в соответствия с (2.36)

где = - параметр, показывающий, во сколько раз уменьшается коэффициент усиления усилителя (по сравнению с максимальным значением ) на частоте =2 f.

Фазовые искажения, вносимые конденсаторами, складываются:

На характеристиках рис. 2.31, в показано падение мо­дуля коэффициента усиления на низких частотах и появле­ние фазового опережающего сдвига . Для расширения по­лосы пропускания в область низких частот необходимо увеличивать емкости конденсаторов и , что приводит к ухудшению массогабаритных показателей усилителей.

Спад амплитудно-частотной характеристики в области низших частот приводит к появлению искажений формы передаваемых сигналов, На рис. 2.31 показано, что при передаче прямоугольных импульсов напряжение на выходе усилителя имеет спад на вершине. Это падение напряжения обусловлено неспособностью усилителя передавать сигналы с малой частотой или медленно изменяющиеся сигналы. Искажения формы импульсов тем больше, чем длительнее импульсы.

Рассмотренные усилители (§ 2.1-2.16) усиливают различные параметры сигнала; мощность, напряжение и ток. Однако мощность, которую усилители способны передать в нагрузку, очень мала. Так, ИМС ОУ 140УД7 имеет на выходе напряжение до 11,5 В, минимальное сопротивление нагрузки 2 кОм. При этом максимальная мощность, передаваемая в нагрузку, . На уровне столь малых мощностей энергетические показатели усилителей (например, КПД) не играют большой роли, и при проектировании в центре внимания находятся только проблемы передачи информации: усиление сигнала по напряжению, стабильность коэффициента усиления, отсутствие искажений формы сигнала, полная передача полезной части спектра и т. д. По-иному обстоит дело при создании усилителей, на выходе которых имеется нагрузка, потребляющая от усилителя заметную мощность (мало-мощные двигатели, различные исполнительные механизмы др.). В этом случае при проектировании выходного нас­ада усилителя энергетические вопросы являются первостепенными. Только при высоком значении КПД могут быть снижены потери энергии источника питания, уменьшен нагрев полупроводниковых приборов и снижена их мощность. Каскады усиления мощности отличаются от рассмотренных нами схем не только своей структурой, но и особенностями расчета. Можно считать, что в известной степени каскады усиления мощности относятся к схемам энергетической электроники, при создании которых в первую очередь не­обходимо обеспечить благоприятные энергетические соотношения.

Рассмотрим наиболее характерные способы построения каскадов усиления мощности. Они различаются классами усиления (см. § 2.1).

Каскад усиления мощности класса А приведен на рис. 2.32, а. Для создания усилителя мощности класса А необходимо применение трансформаторной связи с на­грузкой. Трансформатор не передает постоянную составля­ющую сигнала, поэтому частотная характеристика такого каскада аналогична частотной характеристике каскадов с емкостной связью (см. рис. 2.31, в). В режиме покоя (=0) за счет напряжения смещения , подаваемого на базу, протекают токи .

Будем считать трансформатор идеальным (т.е. пренебрегаем потерями в нем, считаем индуктивность намагничивания очень большой, а индуктивности рассеяния малыми). Тогда сопротивление первичной обмотки трансформатора постоянному току равно нулю и в режиме покоя . на выходных характеристиках транзистора построим линию нагрузки по постоянному току, она представляет собой вертикальную прямую (рис. 2.32, б). Точка покоя О имеет координаты , .

Рис. 2.32. Однотактный усилитель мощности класса А: а - схема; б - построение линий нагрузки; в - временные диаграммы токов и напряжений

При подаче входного сигнала появляется приращения токов базы и коллектора . Нагрузкой для транзистора является сопротивление , где и - числа витков в первичной и нагрузочной обмотках трансформатора. Посторим линию нагрузки по переменному току. Для этого, как и в § 2.2, проведем через точку покоя О прямую линию под углом, определяемым . При положительном входном сигнале ток коллектора растет, увеличивается падение напряжения на первичной обмотке трансформатора, снижается напря­жение на коллекторе (отрезок QA, рис. 2.32, б). При уменьшении снижается , напряжение на коллекторе увеличивается (отрезок ОВ) и к транзистору прикладывается не только ЭДС источника питания , но и противо-ЭДС трансформатора. При большом величина в пределе достигает 2, что необходимо учитывать при выборе транзисторов. На рис. 2.32, в показаны кривые напряжений , , и коллектора при передаче двухполярного прямоугольного сигнала.

Определим КПД каскада = /, где - мощность нагрузки; - мощность, потребляемая от источника питания . При идеальном трансформаторе и при сигнале , показанном на рис. 2.32, в,

(2.42)

где = /; - амплитуда , в данном случае равно действующему значению.

В классе А всегда

(2.43)

Для получения максимальной амплитуды (при 1), как следует из рис. 2.32, б , следует выбирать , тогда (2.43) запишем в виде

(2.44)

Из (2.42) и (2.44) получим

(2.45)

На рис. 2.33 приведены зависимости , и = - от . Из рассмотрения этих графиков делаем следующие выводы:

1) максимальный КПД достигается при больших зна­чениях = /, т. е. при усилении больших сигналов;

2) мощность, потребляемая от источника, не зависит от передаваемого сигнала;

3) максимальная мощность потерь = - Р имеет место в режиме покоя, когда =0. Мощность потерь - это мощность, затрачиваемая на нагрев транзистора, сле­довательно, для транзистора наиболее тяжелым является режим покоя, и по этому режиму надо выбирать транзи­стор по мощности: .

Рис. 2.33. Зависимости = f() и = f() для усилителя мощности класса А

При передаче сигналов произвольной формы значение КПД будет определяться средним значением коэффициен­та и будет значительно ниже значений, достигаемых при 1.

Например, при синусоидальном формы и синусоидальны, в течение полупериода изменяется по си­нусоидальному закону от 0 до , а в пределе от 0 до 1. Учет реальных свойств трансформатора дает еще меньшие значения КПД каскада усиления мощности. Таким обра­зом, усилитель по схеме рис. 2.32, а, как и все каскады, работающие в классе А, дает возможность передачи даухполярного сигнала без искажений, однако обладает рядом недостатков: имеет низкий КПД, особенно при малых зна­чениях ; мощность не зависит от входного сигнала и при малых сигналах затрачивается впустую; каскад дол­жен иметь трансформаторную связь с нагрузкой, что опре­деляет неблагоприятный характер его частотной характе­ристики и невозможность передачи однополярных сигналов.

Однотактный каскад класса В приведен на рис. 2.34, а. Нагрузка включается непосредственно в коллекторную цепь транзистора. В режиме покоя, когда = 0, смещение на базу транзистора не подается и , =0, т. е. нагрева транзистора в режиме покоя практи­чески не происходит. При подаче на базу транзистора по­ложительного входного сигнала ток коллектора увеличи­вается, появляется падение напряжения на нагрузке = . При отрицательном напряжении на входе транзистор заперт, = 0. Такой усилитель в классе В может усиливать толь­ко однополярпые сигналы, это ис­ключает применение трансформа­тора на выходе для связи с на­грузкой. На рис. 2.34, б приведе­ны кривые входного и выходного напряжения каскада при передаче одпополярного сигнала.

Рис. 2.34. Однотактный усилитель мощности класса В: а - схема; б - временные диаграммы токов и напряжений

Определим КПД каскада для случая указанного сигнала. Мощ­ность, отдаваемую в нагрузку, определим с учетом того, что в данном случае действующее зна­чение = :

(2.46)

Мощность, потребляемая от источника, зависит от сред­него тока, протекающего через нагрузку:

(2.47)

Из (2.46) и (2.47) получим КПД

(2.48)

На рис. 2.35 представлены зависимости , и от , рассмотрение которых позволяет сделать следующие вы­воды:

1) КПД каскада класса В выше, чем в схеме рис. 2.32, а, особенно для малых и средних сигналов ;

2) мощность, потребляемая от источника , мини­мальна в режиме покоя и увеличивается при росте ;

3) мощность потерь максимальна при средних значени­ях , но намного меньше, чем максимальная мощность по­терь в схеме рис. 2.32, а. При малых мала, так как малы токи через транзистор, при больших мощность также мала, поскольку падение напряжения на нагрузке велико, а падение напряжения на транзисторе = - мало.

Рис. 2.35. Зависимости () и (), () для усилителя мощности класса В

Все сказанное позволяет сделать вывод о преимущест­вах каскадов усиления мощности класса В по сравнению с каскадом класса А. Невозможность усиления двухполярных сигналов преодолена в двухтактных усилителях мощ­ности.

Двухтактный каскад усиления мощности класса В с непосредственным включением нагрузки приведен на рис. 2.36, а. В режиме покоя оба транзистора заперты. При по­даче положительного увеличивается ток n-р-n тран­зистора V1, полярность напряжения на нагрузке показана на рис. 2.36, а. Схема работает так же, как каскад рис. 2.34, а. Транзистор V2 заперт.

Рис. 2.36. Двухтактные усилители мощности класса В

При напряжении на входе <0 V1 заперт, ток р-n-р транзистора V2, протекающий через нагрузку, уве­личивается (полярность напряжения на нагрузке противо­положна показанной на рис. 2.36, а). Таким образом, тран­зисторы вступают в работу поочередно в зависимости от полярности усиливаемого сигнала. К запертому транзистору прикладывается напряжение = + , которое в пределе при больших стремится к 2, что необходимо учесть при выборе транзистора. Для двухтактной схемы справедливы соотношения (2.48) и графики рис. 2.35.

Двухтактные усилители мощности класса В могут выполняться и на транзисторах одного типа проводимости. На рис. 2.36, б представ­лена схема с бестрансформаторным подключением нагрузки. При >0 открывается транзистор V1. Транзистор V2 заперт обратным напряже­нием на входе - k. Коллекторный ток V1 проходит через нагруз­ку и замыкается через источник питания . Схема функционирует так же, как и каскад 2.34, а. При <0 транзистор V1 запирается, положительное напряжение - k на базе V2 отпирает его. Эмиттерный ток V2 протекает через нагрузку и замыкается через источник питания . Транзистор V2 работае по схеме с ОК, при этом также справедливы соотношения (2.48) и графики 2.35. Для равенства коэффициента передачи положительного и отрицательного сигнала в нагрузку необходимо выполнять условие = k, где - коэффициент усиления по напряжению базы с ОЭ на транзисторе V1, а - коэффициент усиления по напряжению схемы с ОК на транзисторе V2. Для выполнения этого условия входной сигнал подается на V2 через инвертирующий усилитель с коэффициентом усиления k.

Схемы рис. 2.36, а, б при необходимости гальванической развязки с нагрузкой и изменения уровня выходного напряжения по отношению к могут быть снабжены трансформатором в нагрузочной цепи.

Схема рис.2.36, в имеет один источник питания, но наличие трансформатора в ней обязательно. Оба транзистора работают по схеме с ОЭ, на их базы подаются сигналы и - , что обеспечивает при >0 отпирание V1, а при <0, т.е. при ->0, отпирание V2. Соот­ношения (2.48) и графики рис. 2.35 применимы и к схеме рис. 2.36, в.

Усилители мощности, работающие по двухтактной схе­ме в классе В, в настоящее время выпускаются в виде ИМС, допускающих непосредственное подключение нагруз­ки или ее присоединение через трансформатор.

1. Как изменится передаточная характеристика каскада с ОЭ (рис. 2.2), если увеличить , , ? Как изменяется передаточная характеристика при нагреве транзистора?

2. С помощью графического метода расчета определить, как зависит коэффициент усиления каскада с ОЭ от выбора , , .

3. В схеме С ОЭ по рис. 2.3 = 15 В, =1 В, =2 кОм, =50, =0,01 мА, = 1 В, = 1 В. Найти , , при =2 В; 4 В.

4. Построить схему замещения по переменной составляющей для каскада с ОЭ (рис. 2.9, а). Можно ли по схеме замещения найти и , если известны все элементы, входящие в схему замещения?

5. В режиме холостого хода на выходе усилителя =2 В, а при подключении нагрузки =2 кОм =1 В. Найти усилителя.

6. Объяснить, почему в схемах рис. 2.9 увеличение стабильности ре­жима покоя приводит к снижению коэффициента усиления, а в схе­ме рис. 2.10 коэффициент усиления при этом не изменяется.

7. Чем заменены на схеме замещения рис. 2.11 , - , ?

8. Построить схему замещения и найти усилительные параметры не симметричного дифференциального каскада рис. 2.12.

9. Какое напряжение смещения следует приложить к затвору полевого транзистора в схеме рис. 2.14, выполненной на полевом транзисторе с p-n-переходом? На МДП-транзисторе с индуцированным каналом?

10. Перечислите свойства идеального ОУ. Чем обусловлена необходи­мость обеспечения каждого из этих свойств?

11. Почему в усилительных схемах ОУ не используются без цепей ООС? Почему воздействие ООС на коэффициент усиления в схе­ме рис. 2.3 нами оценивалось как неблагоприятное, а в случае схем рис. 2.18, а и 2.20, а такое заключение не сделано?

12. Чему равно напряжение между входами ИМС ОУ в схемах рис 2.21, а и 2.23, а? Как использовано это значение при анализе этих усилителей?

13. Постройте выходное напряжение интегратора, если в момент времени к его входу приложено синусоидальное напряжение, а () = 0.

14. Возможно ли самовозбуждение в схемах рис. 2.20, а, 2.21, а. 2.23, б?

15. Входные напряжения рис. 2.31, а и б поданы на входы схем рис. 2.18, а, 2.20, а, 2.30, а. Построить форму выходного напряжения.

16. Как изменится форма выходного напряжения в усилителе рис, 2.30, а при подаче входного сигнала рис. 2.31, а и б, если увеличить сопротивление ?

17. Составить схему сумматора, реализующего уравнение

Источники сигналов , , имеют внутренне сопротивление = 2 кОм. Сопротивление в цепи ОС = 10 кОм.

2.18. Построить для схемы из вопроса 2.17 зависимость =f(), если = =0,5 В, а ОУ имеет =10 В.

19. Доказать, что самовобуждение в схеме рис. 2.28 наступает на частоте при / =2.