Московский государственный университет печати

Горбачев Г.Н., Чаплыгин Е.Е.


         

Промышленная электроника

Учебник для вузов


Горбачев Г.Н., Чаплыгин Е.Е.
Промышленная электроника
Начало
Печатный оригинал
Об электронном издании
Оглавление

Предисловие

Введение

1.

Полупроводниковые и микроэлектронные приборы

1.1.

Электропроводность полупроводников

1.2.

Процессы в электронно-дырочном переходе

1.3.

Полупроводниковые диоды

1.4.

Биполярные транзисторы

1.5.

Характеристики и параметры биполярных транзисторов

1.6.

Полевые транзисторы

1.6.1.

Полевые транзисторы с р-n переходом

1.6.2.

Полевые транзисторы МДП-типа

1.7.

Тиристоры

1.8.

Параметры и разновидности тиристоров

1.9.

Интегральные микросхемы

1.10.

Полупроводниковые оптоэлектронные приборы

1.11.

Контрольные вопросы и задачи

2.

Транзисторные усилители

2.1.

Передаточная характеристика усилительного каскада

2.2.

Режим покоя в каскаде с общим эмиттером

2.3.

Обратные связи. Стабилизация режима покоя

2.3.1.

Схема замещения и основные показатели каскада с ОЭ

2.4.

Виды связей и дрейф нуля в усилителях постоянного тока

2.5.

Дифференциальный каскад

2.6.

Каскад с общим коллектором

2.7.

Каскад с общим истоком

2.8.

Операционный усилитель

2.9.

Неинвертирующий операционный усилитель с обратной связью

2.10.

Инвертирующий операционный усилитель с обратной связью

2.11.

Операционные схемы

2.12.

Компенсация входных токов и напряжения смещения нуля

2.13.

Частотные свойства и самовозбуждение усилителей

2.14.

Избирательные усилители и генераторы синусоидальных колебаний

2.15.

Усилители с емкостной связью

2.16.

Каскады усиления мощности

2.16.1.

Каскад усиления мощности класса А

2.16.2.

Однотактный каскад класса В

2.16.3.

Двухтактный каскад усиления мощности класса В

2.17.

Контрольные вопросы и задачи

3.

Импульсные устройства

3.1.

Преимущества передачи информации в виде импульсов

3.2.

Ключевой режим транзистора

3.3.

Нелинейный режим работы операционного усилителя. Компараторы

3.4.

Преобразование импульсных сигналов с помощью RС-цепей

3.4.1.

Дифференцирующие (или укорачивающие) цепи

3.4.2.

Интегрирующие цепи

3.5.

Мультивибратор на операционном усилителе

3.6.

Одновибратор на операционном усилителе

3.7.

Генераторы линейно изменяющихся напряжении

3.8.

Магнитно-транзисторные генераторы

3.9.

Контрольные вопросы и задачи

4.

Логические и цифровые устройства

5.

Маломощные выпрямители однофазного тока

5.1.

Структура источника питания

5.2.

Однофазные выпрямители с активной нагрузкой

5.3.

Однофазные выпрямители с активно-индуктивной нагрузкой

5.4.

Фильтры маломощных выпрямителей

5.5.

Особенности работы и расчета выпрямителя с емкостным фильтром

5.6.

Внешние характеристики маломощных выпрямителей

5.7.

Стабилизаторы напряжения

5.8.

Источники питания с многократным преобразованием энергии

5.9.

Контрольные вопросы и задачи

6.

Ведомые сетью преобразователи средней и большой мощности

6.1.

Применение вентильных преобразователей в энергетике и электротехнике

6.2.

Однофазный управляемый выпрямитель

6.3.

Однофазный ведомый сетью инвертор

6.4.

Трехфазный нулевой выпрямитель

6.5.

Трёхфазный мостовой выпрямитель

6.6.

Составные многофазные схемы выпрямления

6.7.

Реверсивные выпрямители и непосредственные преобразователи частоты

6.8.

Регулируемые преобразователи переменного напряжения

6.9.

Контрольные вопросы и задачи

7.

Влияние вентильных преобразователей на питающую сеть

7.1.

Коэффициент мощности вентильных преобразователей

7.2.

Вентильные преобразователи с повышенным коэффициентом мощности

7.3.

Источники реактивной мощности

7.4.

Контрольные вопросы и задачи

8.

Системы управления вентильными преобразователями

8.1.

Функции и структура систем управления

8.2.

Фазосмещающие устройства (ФСУ)

8.3.

Многоканальные системы управления

8.4.

Одноканальные системы управления

8.5.

Контрольные вопросы и задачи

9.

Автономные вентильные преобразователи

9.1.

Способы регулирования постоянного напряжения

9.2.

Узлы коммутации однооперационных тиристоров

9.3.

Инверторы напряжения

9.4.

Инверторы тока

9.5.

Резонансные инверторы

9.6.

Контрольные вопросы и задачи

10.

Список литературы

Указатели
12   предметный указатель
148   указатель иллюстраций
Различные способы передачи информации с помощью импульсов Основные параметры прямоугольных импульсов Формы импульсных сигналов Транзисторный ключ: а - простейшая схема; б - траектория рабочей точки Схемы замещения транзистора в режимах отсечки (а) и насыщения (б) Транзисторный ключ с двухполярным питанием (а) и его схемы замещения в режиме отсечки (б) и насыщения (в) Ключ на МДП-транзисторе: а - простейшая схема; б - траектория рабочей точки ОУ как компаратор: а - схема; б - передаточная характеристика Напряжения на входе и выходе компаратора Схема компаратора с положительной обратной связью. Передаточная характеристика компаратора с положительной обратной связью Дифференцирующая цепь (а) и временные диаграммы токов и напряжений в дифференцирующей цепи (б) Схема использования интегрирующей цепи в формирователях временых интервалов (а), временные диаграммы напряжений (б) Мультивибратор на ОУ (а) и временные диаграммы напряжений в схеме мультивибратора (б) Схемы ГЛИН с внешним запуском (а) и временные диаграммы сигналов (б) Одновибратор на ОУ (а) и временные диаграммы напряжений в схеме одновибратора (б) Простейшая схема для формирования линейно изменяющегося напряжения Схема ГЛИН с внешним запуском (а) и временные диаграммы сигналов (б) Схема ГЛИН в автогенераторном режиме (а) и временные диаграммы напряжений (б) Структурная схема преобразователя напряжения в ширину импульсов и число импульсов (а) и временные диаграммы сигналов (б) Схема блокинг-генератора (а) и его схема замещения (б) и временные диаграммы напряжений и токов в схеме блокинг-генератора (в-ж)

Современная электроника характеризуется широким применением импульсных устройств. Напряжения и токи в таких устройствах имеют импульсный характер, нередко импульсы отделены друг от друга весьма длительным ин­тервалом паузы. Можно назвать основные причины, спо­собствовавшие развитию импульсной техники.

Во-первых, многие производственные процессы имеют импульсный характер: пуск и остановка агрегатов, измене­ние скорости и торможение, сброс нагрузки, срабатывание, защиты и т. д. Большинство технологических процессов разбивается на ряд операций ("тактов"), и их чередование также обуславливает импульсный характер работы уст­ройств. Для управления работой агрегатов с импульсным характером функционирования требуется создание специ­фических импульсных электронных узлов.

Во-вторых, передача информации в виде импульсов, раз­деленных паузами, позволяет уменьшить мощность, по­требляемую от источника питания, при сохранении доста­точной мощности импульса. Это особенно важно при ис­пользовании источников питания ограниченной мощности (батареи, аккумуляторы), например, на подвижных (в том числе космических) объектах, Но и в стационарной аппа­ратуре повышение КПД значительно улучшает технико-экономические показатели электронных устройств. Подроб­нее мы остановимся на этом преимуществе импульсных устройств в § 3.2.

В-третьих, передача информации в виде импульсов по­зволяет значительно разгрузить каналы связи. Так, напри­мер, нет необходимости передавать информацию о напоре ГЭС в виде непрерывного сигнала, так как напор меняется весьма медленно. Передача информации в виде отдельных отсчетов позволит использовать этот же канал связи для одновременной передачи информации о других физических величинах.

В-четвертых, передача информации в импульсной форме позволяет значительно повысить помехоустойчивость, точ­ность и надежность электронных устройств. При передаче непрерывного сигнала точность снижается из-за существования дрейфа нуля усилителей (см. § 2.5), влияния напря­жения смещения нуля и входных токов (см. § 2.13) и раз­личных помех.

Существует множество способов передачи непрерывного сигнала (рис. 3.1, а ) в виде прямоугольных импульсов (рис. 3,1, б-г). При осуществлении амплитудно-импульсной модуляции (АИМ) амплитуда импульсов пропорцио­нальна входному сигналу (рис. 3.1, б). При таком способе передачи информации вредное влияние дрейфа нуля уси­лителей и других перечисленных факторов на точность сохраняется. При использовании широтно-импульсной мо­дуляции (ШИМ) амплитуда и частота повторения импуль­сов, постоянны, но ширина импульсов <?xml version="1.0"?>
пропорциональна текущему значению входного сигнала (рис. 3.1, б). При частотно-импульсной модуляции (ЧИМ) (рис. 3.1, г) вход­ной сигнал определяет частоту следования импульсов, ко­торые имеют постоянную длительность и амплитуду. При ШИМ и ЧИМ дрейф пуля усилителей не влияет на точность передачи входного сигнала, которая в данном случае за­висит только от точности фиксации временного положения импульсов. Наибольшую точность и помехоустойчивость обеспечивают число-импульсные методы: информация пе­редается в виде числа, которому соответствует определен­ный набор импульсов (код), при этом существенно только наличие или отсутствие импульса.

Различные способы передачи информации с помощью импульсов

Рис. 3.1. Различные способы передачи информации с помощью импульсов

Импульсы прямоугольной формы наиболее часто при­меняются в электронной технике. На рис. 3.2, а приведена периодическая последовательность прямоугольных импульсов, а на рис. 3.2, б показана система параметров, которая позволяет описать импульсы. Импульс характеризуется сле­дующими параметрами:

<?xml version="1.0"?>
- амплитуда импульса;

<?xml version="1.0"?>
- длительность импуль­са;

<?xml version="1.0"?>
- длительность паузы между импульсами;

<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
+ <?xml version="1.0"?>
- период повторения импульсов;

f=1/<?xml version="1.0"?>
- частота повторения импульсов;

<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
- скважность импульсов.

Основные параметры прямоугольных импульсов

Рис. 3.2. Основные параметры прямоугольных импульсов

В реальных устройствах прямоугольные импульсы име­ют (рис. 3.2, б) определенную длительность фронта <?xml version="1.0"?>
и среза <?xml version="1.0"?>
. Как правило, фронт и срез импульса определяют­ся в течение нарастания (или спада) напряжения от 0,1 <?xml version="1.0"?>
до 0,9 <?xml version="1.0"?>
. Для нормального функционирования импульс­ных устройств необходимо, чтобы <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, в против­ном случае временное положение импульса не будет за­фиксировано с требуемой точностью. Современные элект­ронные устройства позволяют получить <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
заметно меньше 1 мкс, и часто поэтому можно в первом приближе­нии считать, что <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
0.

Наряду с прямоугольными импульсами в электронной технике широко применяются импульсы пилообразной (рис. 3.3, а), экспоненциальной (рис. 3.3, б рис. 3.3, а) и колоколообразной (рис. 3.3, в рис. 3.3, а) формы.

Формы импульсных сигналов

Рис. 3.3. Формы импульсных сигналов

Отличительной особенностью импульсных схем является широкое применение электронных ключей. Через идеаль­ный разомкнутый ключ ток не протекает. Напряжение на идеальном замкнутом ключе равно нулю.

Наиболее широкое применение в качестве электронных ключевых элементов находят, транзисторные каскады, в первую очередь каскад с общим эмиттером (ОЭ). Рас­смотрим работу такого каскада (рис. 3.4, а) в ключевом режиме. При рассмотрении воспользуемся графическим ме­тодом расчета транзисторных цепей (см. § 2.2). На рис. 3.4, б приведена выходная характеристика транзистора, на которой нанесена нагрузочная линия, пересекающая оси координат в точках (<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
= 0) и (<?xml version="1.0"?>
= 0, <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
).

В ключевом режиме транзистор может находиться в двух основных состояниях:

1. Состояние (режим) отсечки ("ключ разомкнут"). При этом через транзистор протекает минимальный ток.

Это состояние соответствует точке А на диаграмме рис, 3.4, <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
0, напряжение на транзисторе <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. Транзистор в режиме отсечки может быть представлен схе­мой замещения рис. 3.5, а, содержащей только один источ­ник тока <?xml version="1.0"?>
, включенный между базой и коллектором.

Транзисторный ключ: а - простейшая схема; б - траектория рабочей точки

Рис. 3.4. Транзисторный ключ: а - простейшая схема; б - траектория рабочей точки

Схемы замещения транзистора в режимах отсечки (а) и насыщения (б)

Рис. 3.5. Схемы замещения транзистора в режимах отсечки (а) и насыщения (б)

Для того чтобы транзисторный ключ находился в разомкнутом состоянии, необходимо выполнить условие отсечки: сместить в обратном направлении эмиттерный переход транзистора или для n-p-n транзистора выполнить условие

<?xml version="1.0"?>
< 0 (3.1)

Мощность, теряемая в режиме отсечки на транзистор­ном ключе, <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
мала, так как мал ток.

2. Состояние (режим) насыщения ("ключ замкнут"). Минимальное напряжение на транзисторе <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
0 соответствует точке В на диаграмме рис, 3.4, б. Ток через транзистор ограничен резистором <?xml version="1.0"?>
и определяется

<?xml version="1.0"?>
(3.2)

Физические процессы в транзисторе при малых <?xml version="1.0"?>
рас­смотрены в § 1.5. В режиме насыщения оба перехода тран­зистора смещены в прямом направлении, поэтому напря­жения между электродами транзистора малы. Транзистор в режиме насыщения представлен схемой замещения рис. 3.5, б, которая соответствует короткому замыканию между всеми электродами транзистора (говорят, что "транзистор стянут в точку").

Режим насыщения достигается уже при <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
. Дальнейшее увеличение тока базы <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
не изме­няет тока в коллекторной цепи. Таким образом, условие насыщения транзистора записывается в виде

<?xml version="1.0"?>
(3.3)

где <?xml version="1.0"?>
.

Для надежного насыщения транзистора необходимо, чтобы условие (3.3) выполнялось при <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
. Величина <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
1 называется коэффициентом насыще­ния транзистора.

Как и в режиме отсечки, в режиме насыщения мощность, теряемая на транзисторном ключе, <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
мала, так как ? мало напряжение. Напряжение <?xml version="1.0"?>
приводится в справочниках, для создания электронных ключей следу­ет выбирать транзисторы с малым <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
.

При работе транзисторного ключа переключение из от­крытого состояния в разомкнутое и обратно происходит скачком, потери мощности при этом, как правило, незна­чительны. Таким образом, работа транзистора в ключевом режиме характеризуется малыми потерями мощности и высоким КПД, что является важным преимуществом по сравнению с полупроводниковыми устройствами, рассмот­ренными в гл. 2.

Часто применяется схема транзисторного ключа, показанная на рис, 3.6, а. При подаче положительного напряжения <?xml version="1.0"?>
транзистор входит в режим насыщения. При отсутствии входного напряжения <?xml version="1.0"?>
=0 ис­точник напряжения -<?xml version="1.0"?>
, связанный с базой транзистора через рези­стор <?xml version="1.0"?>
, обеспечивает режим отсечки.

Транзисторный ключ с двухполярным питанием (а) и его схемы замещения в режиме отсечки (б) и насыщения (в)

Рис. 3.6. Транзисторный ключ с двухполярным питанием (а) и его схемы замещения в режиме отсечки (б) и насыщения (в)

Рассмотрим пример расчета ключа рис, 3.6, а.

Дано: Транзистор с параметрами <?xml version="1.0"?>
=20 <?xml version="1.0"?>
60; <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
10 мкА; <?xml version="1.0"?>
= 10 В; <?xml version="1.0"?>
= - 2 В. В качестве нагрузки используется резистор <?xml version="1.0"?>
=0,1 кОм. Транзистор должен быть насыщен при <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
7 В. При <?xml version="1.0"?>
=0 транзистор в режиме отсечки.

Найти: <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
.

1. Начнем расчет с режима отсечки. Транзистор заменим схемой рис. 3.5, а. Тогда базовая цепь ключа может быть заменена схемой на рис, 3.6, б. Напряжение <?xml version="1.0"?>
создается двумя источниками; источником напряжения <?xml version="1.0"?>
и источником тока <?xml version="1.0"?>
. Воспользуемся методом суперпозиции и найдем

<?xml version="1.0"?>
(3.4)

Условие отсечки (3.1) можно записать в виде

<?xml version="1.0"?>

Наихудшим с точки зрения запирания транзистора является слу­чай, когда <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
= 10 мкА. Найдем

<?xml version="1.0"?>

Примем с запасом для более надежного запирания <?xml version="1.0"?>
=100 кОм.

2. Перейдем к режиму насыщения. Транзистор заменим схемой за­мещения рис. 3.5, б, тогда базовая цепь схемы ключа сводится к схеме рис. 3.6, в. Ток базы создают источники напряжения <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
. Снова воспользуемся методом суперпозиции

<?xml version="1.0"?>

Условие насыщения (3.3) выполняется при

<?xml version="1.0"?>

Наихудшим случаем для обеспечения насыщения является <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
= 20; <?xml version="1.0"?>
= 7 В. Определяем <?xml version="1.0"?>
:

<?xml version="1.0"?>

Примем <?xml version="1.0"?>
=1,3 кОм.

Рассчитывая транзисторный ключ, мы встречаемся с характерной особенностью импульсных схем: несмотря на нестабильность входного сигнала (заданы зоны, в которых осуществляются режимы насыщения и отсечки при любых параметрах схемы), осуществляется надежное функционирование ключа. Схема обладает повышенной устойчивостью к воздействию помех на входе.

Широкое применение находят ключи на полевых транзисторах. На рис. 3.7 приведена схема на МДП-транзисторе с встроенным каналом n-типа и линия нагрузки, построенная на выходных (стоковых) характе­ристиках полевого транзистора аналогично построениям на рис. 3.4, б. Ключи на полевых транзисторах других типов строятся аналогично.

Ключ на МДП-транзисторе: а - простейшая схема; б - траектория рабочей точки

Рис. 3.7. Ключ на МДП-транзисторе: а - простейшая схема; б - траектория рабочей точки

В открытом состоянии ключа напряжение на транзисторе мало`<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, а ток <?xml version="1.0"?>
.

Этот же ток можно записать в виде

<?xml version="1.0"?>

где S и <?xml version="1.0"?>
- крутизна и напряжение отсечки полевого транзисто­ра (см. § 1.6). Открытое состояние ключа поддерживается при выпол­нении условия

<?xml version="1.0"?>

Для запертого состояния ключа, при котором <?xml version="1.0"?>
=0, а <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
, необходимо подать на затвор транзистора напряжение <?xml version="1.0"?>
<<?xml version="1.0"?>
.

Мы рассмотрели работу транзисторного ключа и убе­дились, что схема с ОЭ в ключевом режиме обладает ха­рактерными особенностями. Мы выявим аналогичные осо­бенности ОУ, если рассмотрим его работу в нелинейном режиме (рис. 3.8, а).

ОУ как компаратор: а - схема; б - передаточная характеристика

Рис. 3.8. ОУ как компаратор: а - схема; б - передаточная характеристика

На рис. 3.8, б приведена передаточная характеристика ОУ. В гл. 2 мы ограничились рассмотрением только ли­нейного участка АОВ, когда |<?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
| = <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<<?xml version="1.0"?>
. При |<?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
|><?xml version="1.0"?>
выходное напряжение ОУ ограниче­но значением <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. Это ограничение напряжения вызвано тем, что при больших сигналах транзисторы вы­ходных каскадов ОУ работают в ключевом режиме, при этом предельно достижимое выходное напряжение <?xml version="1.0"?>
немного меньше ЭДС источника питания <?xml version="1.0"?>
(см. рис. 3.8, а). Таким образом, передаточная характеристика ОУ содержит участок положительного насыщения (<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
><?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
) и отрицательного насыщения (<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
< - <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
= - <?xml version="1.0"?>
).

Поскольку <?xml version="1.0"?>
ОУ очень велик, то напряжение <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
весьма мало. В идеальном ОУ <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
= 0. В реальных ИМС <?xml version="1.0"?>
не более нескольких милливольт (в § 2.9 мы уже сделали важный вывод, что на линейном участке <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
0). Таким образом, можно считать, что при <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
>0 (т.е. <?xml version="1.0"?>
><?xml version="1.0"?>
) <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
, а при <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
< 0 (т.е. <?xml version="1.0"?>
<<?xml version="1.0"?>
) <?xml version="1.0"?>
= - <?xml version="1.0"?>
. Значит, выходное напряжение ОУ при |<?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
|><?xml version="1.0"?>
зависит от того, какое из входных напряже­ний больше, и ОУ является схемой сравнения напряже­ний (компаратором). Компараторы являются одним из основных элементов импульсных схем, мы будем неодно­кратно с ними встречаться в дальнейшем.

На рис. 3.9 показаны входные напряжения компарато­ра, причем принято, что <?xml version="1.0"?>
- синусоидальное напряже­ние, а <?xml version="1.0"?>
- постоянное. Компаратор переключается в мо­менты равенства <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
и выходное напряжение имеет форму прямоугольных импульсов (рис. 3.9). Ширина этих импульсов при заданной амплитуде синусоиды зави­сит от величины <?xml version="1.0"?>
. Таким образом, мы убедились, что простейший компаратор может служить преобразователем синусоидального напряжения в прямоугольное. В этой же схеме осуществляется преобразование напряжения <?xml version="1.0"?>
в длительность импульса <?xml version="1.0"?>
.

Напряжения на входе и выходе компаратора

Рис. 3.9. Напряжения на входе и выходе компаратора

Наряду с простейшей схемой компаратора (см. рис. 3.8, а) находит широкое применение схема компаратора с ПОС (рис. 3.10, а), называемая также пороговым эле­ментом или триггером Шмитта. Начертание этой схемы на­поминает схему рис. 2.18, а, но здесь применена ПОС че­рез цепочку <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, а входной сигнал подается на инверти­рующий вход ОУ.

Схема компаратора с положительной обратной связью. Передаточная характеристика компаратора с положительной обратной связью

На рис. 3.10, б построена передаточная характеристика этого компаратора. Объясним ее ход. При значительном отрицательном напряжении на инвентирующем входе ОУ <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
. Напряжение <?xml version="1.0"?>
на прямом входе ОУ вызвано воздействием <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
. Найдем его методом супер­позиции, учитывая, что для обоих напряжений цепочка <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
выполняет роль делителя:

<?xml version="1.0"?>
(3.5)

Компаратор будет в режиме насыщения (<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
) при <?xml version="1.0"?>
<<?xml version="1.0"?>
. При <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
произойдет переключение ком­паратора. Остановимся на этом процессе подробнее.

При <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
выходное напряжение ОУ начнет умень­шаться. Отрицательное приращение <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
по цепочке ПОС <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
поступит на прямой вход ОУ, и появится отрицатель­ное <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. ОУ усилит это приращение, и на выходе появит­ся |<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
| > |<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
|, которое вновь вызовет изменение напряжения на прямом входе ОУ <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. Процесс будет развиваться лавинообразно и завершится, когда <?xml version="1.0"?>
до­стигает значения -<?xml version="1.0"?>
. Таким образом, ПОС ускоря­ет процесс переключения компаратора. Такой ускоренный ход переключения какого-либо устройства под действием ПОС носит название регенеративного процесса.

При <?xml version="1.0"?>
= -<?xml version="1.0"?>

<?xml version="1.0"?>
(3.6)

Отрицательное насыщение ОУ будет сохраняться при <?xml version="1.0"?>
><?xml version="1.0"?>
При уменьшении <?xml version="1.0"?>
до значения <?xml version="1.0"?>
произойдет новое переключение компаратора, процесс опять будет развиваться регенеративно и выходное напряжение мгно­венно достигнет значения <?xml version="1.0"?>
. Таким образом, передаточная характеристика компаратора рис. 3.10, а имеет гистерезисный характер и переключение компаратора при увеличении и уменьшении <?xml version="1.0"?>
происходит при разных на­пряжениях <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
. Ширина петли гистерезиса (<?xml version="1.0"?>
-<?xml version="1.0"?>
) увеличивается с увеличением отношения <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
.

Мы установили, что введение ПОС в ключевые схемы позволяет значительно ускорить процессы переключения устройств. Однако регенеративные схемы обладают и ха­рактерным недостатком: вблизи порога срабатывания их помехоустойчивость мала. Весьма малая помеха может вызвать приращение <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
которое приведет к возникно­вению регенеративного процесса переключения, Повышение помехоустойчивости импульсных устройств, содержащих регенеративные узлы, нередко представляет собой трудную техническую задачу.

При создании импульсных устройств, генерирующих или преобразующих различные импульсные сигналы, не­обходимо формирование временных интервалов, определя­ющих длительности импульсов, пауз между ними, частоту повторения импульсов и т. п. Эта задача решается с помо­щью времязадающих цепей, содержащих линейные реак­тивные элементы (L, С), а нередко и нелинейные реактив­ные элементы (например, нелинейные индуктивности). В таких цепях ток или напряжение при переходном про­цессе изменяются с определенной скоростью. Мы знаем (§ 1.9), что магнитные элементы в составе ИМС невыпол­нимы, поэтому в качестве времязадающих цепей исполь­зуют главным образом более простые и надежные цепи с резисторами и конденсаторами, т. е. RС-цепи.

Рассмотрим два характерных способа включения RC-цепей.

Схема дифференцирующей цепи приведена на рис. 3.11, а. На вход схемы подключен источник прямоугольных им­пульсов <?xml version="1.0"?>
. В качестве примера рассмотрим работу цепи от источника двухполярных импульсов. Временные диа­граммы токов и напряжений в схеме приведены на рис. 3.11, б. В момент <?xml version="1.0"?>
напряжение <?xml version="1.0"?>
меняется скачком на величину 2<?xml version="1.0"?>
. Напряжение на конденсаторе скачком из­мениться не может, поэтому в нагрузку передается скачок напряжения <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= 2<?xml version="1.0"?>
. Затем начинается заряд кон­денсатора напряжением <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
через резистор R и на­пряжение на С изменяется по экспоненте. Напряжение <?xml version="1.0"?>
(t) =<?xml version="1.0"?>
(t) - <?xml version="1.0"?>
(t). По мере заряда конденсатора экспоненциально спадает к нулю.

Дифференцирующая цепь (а) и временные диаграммы токов и напряжений в дифференцирующей цепи (б)

Рис. 3.11. Дифференцирующая цепь (а) и временные диаграммы токов и напряжений в дифференцирующей цепи (б)

В момент <?xml version="1.0"?>
напряжение <?xml version="1.0"?>
изменяется скачком. Ска­чок входного напряжения передается на выход цепи <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= - 2<?xml version="1.0"?>
. Затем начинается разряд конденсатора С до напряжения -<?xml version="1.0"?>
через резистор R. Начальное напря­жение на конденсаторе <?xml version="1.0"?>
(<?xml version="1.0"?>
) = <?xml version="1.0"?>
. Таким образом, на резисторе R формируются разнополярные экспоненциаль­но спадающие импульсы, фронт которых соответствует фронту и срезу импульсов <?xml version="1.0"?>
. Длительность этих импуль­сов зависит от постоянной времени <?xml version="1.0"?>
=RC и может быть оценена <?xml version="1.0"?>
=(2<?xml version="1.0"?>
3) <?xml version="1.0"?>
. При малой постоянной времени <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
0 напряжение <?xml version="1.0"?>
соответствует значению производной <?xml version="1.0"?>
.

Часто на выходе используют только один из импульсов напряжения <?xml version="1.0"?>
. Для этого схема рис. 3.11 дополняется диодом, показанным пунктиром, а напряжение <?xml version="1.0"?>
для этого случая приведено на рис. 3.11, б.

Дифференцирующие цепи находят широкое применение в импульсных устройствах при необходимости фиксации моментов фронта и среза, а также для укорочения им­пульсов.

Знакомая нам RС-цепь мо­жет быть включена иным образом, показанным на рис. 3.12, а, при этом <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
04. Рассмотрим процессы в RC-цепи при замыкании в момент t=0 ключа, присоединяющего к ней источник постоянного напряжения Е. Процесс заряда конденсатора описывается дифференциальным урав­нением, хорошо известным из курса ТОЭ:

<?xml version="1.0"?>
(3.7)

Его решение имеет вид

<?xml version="1.0"?>
(3.8)

где <?xml version="1.0"?>
(0) -напряжение на конденсаторе в момент <?xml version="1.0"?>
= RC - постоянная времени цепи. Напряжение на кон­денсаторе экспоненциально растет, соответствуя накопле­нию заряда (интегрированию тока) (рис. 3.12, б).

Схема использования интегрирующей цепи в формирователях временых интервалов (а), временные диаграммы напряжений (б)

Рис. 3.12 Схема использования интегрирующей цепи в формирователях временых интервалов (а), временные диаграммы напряжений (б)

В импульсных устройствах цепь рис. 3.12, а часто снаб­жается компаратором К, на второй вход которого подано напряжение <?xml version="1.0"?>
<Е. В момент <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
и компара­тор срабатывает. Импульсный узел рис. 3.12 формирует временной интервал между моментом замыкания ключа (момент t = 0) и моментом срабатывания компаратора <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
. Интервал зависит от значений Е, <?xml version="1.0"?>
(0), <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
. В момент <?xml version="1.0"?>
уравнение (3.8) записывается в виде

<?xml version="1.0"?>

Логарифмирование этого выражения позволяет найти длительность интервала

<?xml version="1.0"?>
(3.9)

Процесс формирования интервала <?xml version="1.0"?>
с помощью RC- цепи и компаратора лежит в основе многочисленных им­пульсных устройств (мультивибраторов, одновибраторов и др.). Существует множество вариантов решений одних и тех же импульсных функциональных узлов на транзис­торах, полевых транзисторах, разнообразных ИМС и т. д. Ниже остановимся на нескольких решениях этих узлов, выполненных на ИМС. Несмотря на разнообразие других схемных решений, процессы в них могут быть сведены к рассмотренным выше переходным процессам в интегри­рующих RС-цепях (см. рис. 3.12). Широко применяются в импульсной технике и интеграторы (см. § 2.12 и 3.7).

Мультивибратором называется генератор периодически повторяющихся импульсов прямоугольной формы. Муль­тивибратор является автогенератором и работает без по­дачи входного сигнала.

Схема мультивибратора на ОУ представлена на рис. 3.13. Сопоставим ее со схемой рис. 3.12, а. Конденсатор С и резисторы <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
образуют интегрирующую RС-цепь: при заряде конденсатора открыт диод V1, ток проходит через <?xml version="1.0"?>
, при разряде - открыт V2, ток идет через <?xml version="1.0"?>
. Источником напряжения Е является выходная цепь ОУ.

Мультивибратор на ОУ (а) и временные диаграммы напряжений в схеме мультивибратора (б)

Рис. 3.13. Мультивибратор на ОУ (а) и временные диаграммы напряжений в схеме мультивибратора (б)

Компаратор выполнен на ОУ с ПОС через цепь <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
(ср. рис. 3.10). При переключениях компаратора на его выходе происходит коммутация цепей заряда и разряда конденса­тора С, т.е. ОУ выполняет сразу несколько функций: ис­точника напряжений заряда и разряда конденсатора, ком­паратора и ключа.

Рассмотрим работу мультивибратора. Временные диа­граммы приведены на рис. 3.13, б. Пусть при t<<?xml version="1.0"?>
источ­ники питания ОУ отключены: <?xml version="1.0"?>
=0, -<?xml version="1.0"?>
= 0. Конденса­тор С разряжен и <?xml version="1.0"?>
=0. В момент <?xml version="1.0"?>
подключим <?xml version="1.0"?>
и -<?xml version="1.0"?>
.

При их включении выходное напряжение ОУ <?xml version="1.0"?>
откло­нится либо в положительном, либо в отрицательном на­правлении (случайный процесс). Для определенности до­пустим, что произошло положительное приращение <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. Через цепь <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
это приращение подается на прямой вход ОУ, усиливается и в свою очередь вызывает приращение <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. Процесс развивается лавинообразно, в результате в момент <?xml version="1.0"?>
скачком устанавливается <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
.

Начиная с момента <?xml version="1.0"?>
, конденсатор С заряжается на­пряжением U=<?xml version="1.0"?>
через резистор <?xml version="1.0"?>
, так как к ано­ду диода V1 приложено положительное напряжение, пос­тоянная времени <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
C. Нарастающее по экспоненте на­пряжение <?xml version="1.0"?>
подается на инвертирующий вход ОУ. На прямой вход ОУ через цепочку ПОС <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
подается напря­жение

<?xml version="1.0"?>

В момент t=<?xml version="1.0"?>
напряжение на конденсаторе <?xml version="1.0"?>
дости­гает значения <?xml version="1.0"?>
и происходит срабатывание компарато­ра. Его переключение протекает лавинообразно (регенера­тивный процесс) и завершается при <?xml version="1.0"?>
= - <?xml version="1.0"?>
. На­пряжение на конденсаторе не может измениться скачком и, начиная с момента <?xml version="1.0"?>
, происходит перезаряд конденса­тора через резистор <?xml version="1.0"?>
напряжением U=-<?xml version="1.0"?>
с по­стоянной времени <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
C (на диоде V2 прямое напряже­ние - минус на катоде). Мы отмечаем, что, воздействуя на диод V1 и V2, компаратор осуществляет переключение цепей заряда (V1, <?xml version="1.0"?>
) и разряда (V2, <?xml version="1.0"?>
) конденсатора С. При <?xml version="1.0"?>
<t<<?xml version="1.0"?>
напряжение на прямом входе ОУ

<?xml version="1.0"?>

Конденсатор С не успевает разрядиться до напряже­ния -<?xml version="1.0"?>
, так как в момент <?xml version="1.0"?>
напряжение на нем достигает значения -<?xml version="1.0"?>
и снова происходит регенеративное переключение компаратора, при этом устанавливается <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
. Вновь начинается этап заряда конденсатора С через резистор <?xml version="1.0"?>
. При напряжении на конденсаторе <?xml version="1.0"?>
(<?xml version="1.0"?>
) = <?xml version="1.0"?>
происходит очередное срабаты­вание компаратора.

Установившийся процесс начинается при t=<?xml version="1.0"?>
и ха­рактеризуется изменением напряжения на конденсаторе от <?xml version="1.0"?>
к -<?xml version="1.0"?>
и обратно. Интервал <?xml version="1.0"?>
-<?xml version="1.0"?>
определяет длитель­ность импульса <?xml version="1.0"?>
, длительность паузы <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
.

Найдем <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
. Для этого воспользуемся анализом схе­мы заряда конденсатора С, выполненным в § 3.4 [выра­жения (3.8) и (3.9)].

Для нахождения <?xml version="1.0"?>
рассмотрим заряд конденсатора С от источника E = <?xml version="1.0"?>
с постоянной времени <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
C. Процесс начинается при <?xml version="1.0"?>
(0) =-<?xml version="1.0"?>
(см. рис. 3.13, мо­мент <?xml version="1.0"?>
) и завершается при <?xml version="1.0"?>
(<?xml version="1.0"?>
) = <?xml version="1.0"?>
. В соответствии с (3.9)

<?xml version="1.0"?>
(3.10)

Учитывая зависимость <?xml version="1.0"?>
от <?xml version="1.0"?>
, получим

<?xml version="1.0"?>

Интервал паузы <?xml version="1.0"?>
найдем при рассмотрении переза­ряда конденсатора С от источника Е=-<?xml version="1.0"?>
с посто­янной времени <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
С; <?xml version="1.0"?>
(0) = <?xml version="1.0"?>
; <?xml version="1.0"?>
(0) = -<?xml version="1.0"?>
. В со­ответствии с (3.9)

<?xml version="1.0"?>
(3.11)

Период повторения

<?xml version="1.0"?>
(3.12)

Скважность

<?xml version="1.0"?>
(3.13)

Отметим, что значения <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
и Q не зависят от па­раметров ОУ. Это обусловливает высокую стабильность частоты и скважности Q мультивибратора. В реальных мультивибраторах процессы развиваются несколько слож­нее, так как <?xml version="1.0"?>
ОУ при прямом и обратном насыщении не вполне одинаковы по величине, имеется напряжение смещения нуля (см. § 2.12), срабатывание компаратора происходит при ненулевом напряжении <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
. Эти фак­торы несколько снижают стабильность работы схемы.

Рассмотрим способы регулировки частоты и скважности мультивибратора.

1. При регулировке частоты f скважность Q не должна изменяться. Можно предложить следующие способы регулировки частоты:

    а) изменением емкости конденсатора С, Этот способ применяется редко, так как связан с громоздкими решениями;

    б) изменением отношения <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
путем изменения одного из этих сопротивлений. При этом изменяется <?xml version="1.0"?>
. Например, при увеличении <?xml version="1.0"?>
увеличивается <?xml version="1.0"?>
, конденсатор С за время <?xml version="1.0"?>
должен заряжаться до большего напряжения <?xml version="1.0"?>
, но его постоянная времени неизменна, поэто­му <?xml version="1.0"?>
растет. Так же изменяется и <?xml version="1.0"?>
, следовательно, частота f умень­шается.

2. При регулировке скважности необходимо поддерживать постоянным значение f, т. е. при увеличении длительности импульса на то же значение необходимо уменьшить длительность паузы. Для этого <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
в схеме рис. 3.16 выполняются в виде потенциометра, средняя точ­ка которого присоединена к инвертирующему входу ОУ, а крайние точки - соответственно к катоду диода V1 и аноду диода V2, При ре­гулировке сдвигается средняя точка потенциометра, но сумма сопротив­лений <?xml version="1.0"?>
+<?xml version="1.0"?>
остается неизменной [см. выражения (3.12) и (3.13)].

Схемы ГЛИН с внешним запуском (а) и временные диаграммы сигналов (б)

Рис. 3.16. Схемы ГЛИН с внешним запуском (а) и временные диаграммы сигналов (б)

Одновибратор является формирователем одиночного импульса прямоугольной формы и фиксированной дли­тельности, возникающего на выходе при поступлении на вход запускающего короткого импульса. Одновибратор применяется либо в качестве формирователя прямоуголь­ных импульсов, либо в качестве узла задержки импульсов на заданное время.

Схема одновибратора на ОУ приведена на рис. 3.14. Сравним эту схему со структурной схемой рис. 3.12. Одновибратор содержит конденсатор <?xml version="1.0"?>
связанный с выходом компаратора на ОУ через резистор R. В качестве компа­ратора использована хорошо нам знакомая схема с ПОС через цепочку <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
(сравните с рис. 3.10, а ). Микросхема ОУ выполняет в одновибраторе несколько функций: ком­паратора, источника напряжения для заряда конденсато­ра и ключа, так как коммутация цепей заряда и разряда конденсатора осуществляется при переключении компара­тора. Диод V1 служит для фиксации начального напряже­ния на конденсаторе <?xml version="1.0"?>
(0). Элементы <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
, V2 со­ставляют цепь запуска, через них на схему поступает ко­роткий запускающий импульс <?xml version="1.0"?>
. Цепочка <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
является дифференцирующей (см. § 3.4).

Одновибратор на ОУ (а) и временные диаграммы напряжений в схеме одновибратора (б)

Рис. 3.14. Одновибратор на ОУ (а) и временные диаграммы напряжений в схеме одновибратора (б)

Временные диаграммы напряжений в схеме одновибратора приведены на рис. З.14, б. Рассмотрение работы одновибратора нужно проводить по этапам в соответствии с порядком его работы.

1 этап (исходное состояние, "ждущий" этап), <?xml version="1.0"?>
= 0. Будем считать, что компаратор ранее был приведен в со­стояние <?xml version="1.0"?>
= -<?xml version="1.0"?>
. Конденсатор <?xml version="1.0"?>
разряжен, так как диод V1 препятствует его заряду выходным напряжением ОУ через резистор R. Нетрудно убедиться, что рас­сматриваемое состояние устойчиво, т. е. может длиться сколь угодно долго: <?xml version="1.0"?>
<<?xml version="1.0"?>
, следовательно, компаратор действительно находится в состоянии отрицательного на­сыщения

<?xml version="1.0"?>
(3.14)

2 этап (формирование импульса). При <?xml version="1.0"?>
>0 к прямому входу ОУ прикладывается входное напряжение, которое действует сильнее, чем сигнал с выхода ОУ через <?xml version="1.0"?>
. Напряжение на прямом входе становится положительным. Поскольку на инвертирующем входе сохраня­ется <?xml version="1.0"?>
(<?xml version="1.0"?>
)=0, то компаратор регенеративно переключа­ется и напряжение на его выходе скачком достигает <?xml version="1.0"?>
=<?xml version="1.0"?>
. На этапе формирования импульса надоб­ность в поддержании напряжения на входе после переклю­чения компаратора отпадает, так как положительное на­сыщение ОУ поддерживается положительным напряжени­ем, подаваемым с его выхода на прямой вход по цепи <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
. Поэтому входной импульс одновибратора может быть весьма коротким. При t><?xml version="1.0"?>
конденсатор <?xml version="1.0"?>
заряжается напряжением <?xml version="1.0"?>
через резистор R, причем <?xml version="1.0"?>
= R<?xml version="1.0"?>
. Этап формирования импульса завершается в момент <?xml version="1.0"?>
когда напряжение на конденсаторе достигает значения на­пряжения ПОС на прямом входе:

<?xml version="1.0"?>
(3.15)

В этот момент компаратор регенеративно переключается.

3 этап (стадия восстановления исходного состояния). Итак, в момент <?xml version="1.0"?>
скачком устанавливается <?xml version="1.0"?>
= - <?xml version="1.0"?>
. Конденсатор <?xml version="1.0"?>
49 начинает разряжаться через резистор R от источника напряжения -<?xml version="1.0"?>
, притом <?xml version="1.0"?>
=R<?xml version="1.0"?>
49. В момент <?xml version="1.0"?>
напряжение на конденсаторе дости­гает <?xml version="1.0"?>
(<?xml version="1.0"?>
) = 0, открывается диод V1, который препятству­ет дальнейшему уменьшению напряжения на конденсато­ре. В момент <?xml version="1.0"?>
стадия восстановления завершается, одновибратор готов к приходу нового импульса на входе.

Рассмотрение принципа действия одновибратора поз­воляет нам вновь убедиться в том, что в этой схеме, как и в схеме мультивибратора, используются принципы, зало­женные в схеме рис. 3.12, а. Для расчета основных стадий работы одновибратора воспользуемся выражением, (3.9).

Рассчитаем длительность импульса. Начало его форми­рования происходит в момент <?xml version="1.0"?>
(см. рис. 3.19), <?xml version="1.0"?>
(0) = 0, Е = <?xml version="1.0"?>
, постоянная времени <?xml version="1.0"?>
= R<?xml version="1.0"?>
. В момент срабатывания компаратора <?xml version="1.0"?>
(<?xml version="1.0"?>
) = <?xml version="1.0"?>
. При подстановке этих величин в (3.9), учитывая связь <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
, по­лучаем

<?xml version="1.0"?>
(3.16)

Аналогично рассчитываем длительность стадии восста­новления <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
. Для этого подставим в (3.9) <?xml version="1.0"?>
(0) = <?xml version="1.0"?>
, Е = - <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
= R<?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
(<?xml version="1.0"?>
) = 0.

Получим

<?xml version="1.0"?>
(3.17)

Регулировка длительности импульса одковибратора <?xml version="1.0"?>
может осуществляться следующими способами:

    а) изменением R или <?xml version="1.0"?>
49 (последнее обычно не приме­няют, так как конденсатор с переменной емкостью облада­ет большими габаритами и массой), при этом изменяется скорость заряда конденсатора <?xml version="1.0"?>
49;

    б) изменением соотношения <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
. При этом изменя­ется напряжение срабатывания компаратора <?xml version="1.0"?>
, а с ним и время, в течение которого напряжение на конденсаторе нарастает до величины <?xml version="1.0"?>
.

При использовании одновибратора не следует забы­вать, что схемы с ПОС имеют низкую помехоустойчивость. В исходном состоянии напряжение на прямом входе ОУ <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
должно быть много больше уровня помех. Естест­венно, что и амплитуда входного сигнала при этом долж­на быть большой, чтобы обеспечить переключение компа­ратора в начале стадии формирования импульса.

Генераторы линейно изменяющихся напряжений (ГЛИН) формируют напряжения пилообразной формы (см. рис. 3.3, а). Для создания линейной зависимости напряжения от времени чаще всего используют заряд (или разряд) конденсатора постоянным током. Простейшая схема ГЛИН приведена на рис. 3.15, а, временные диаграммы напряже­ний в схеме - на рис. 3.15, б. При разомкнутом ключе Кл конденсатор С заряжается от источника тока I и напряжение на нем нарастает:

<?xml version="1.0"?>
(3.18)

В момент t = <?xml version="1.0"?>
замыкается ключ Кл и конденсатор экспоненциально разряжается через ключ и резистор R, который введен в схему для ограничения разрядного тока. После разряда конденсатора до напряжения <?xml version="1.0"?>
(0)=0 ключ Кл может быть разомкнут, тогда начнется вновь процесс формирования линейно нарастающего напряже­ния.

Известны многочисленные варианты схемы рис. 3.15, а, отличающиеся способами построения источника тока и ключевого элемента. Большими технико-экономическими преимуществами обладают схемы ГЛИН, построенные на ИМС. Среди них широкое распространение получили схе­мы па ОУ.

Простейшая схема для формирования линейно изменяющегося напряжения

Рис. 3.15. Простейшая схема для формирования линейно изменяющегося напряжения

В схеме интегратора, рассмотренной в § 2.12, конден­сатор заряжается постоянным током, если на вход инте­гратора подано постоянное напряжение (см. рис. 2.23, б). При подаче на вход <?xml version="1.0"?>
>0 напряжение на выходе умень­шается по линейному закону:

<?xml version="1.0"?>
(3.19)

При <?xml version="1.0"?>
=-<?xml version="1.0"?>
выходное напряжение нарастает так­же по линейному закону:

<?xml version="1.0"?>
(3.20)

На рис. 3.16, а приведена схема ГЛИН с внешним уп­равлением (<?xml version="1.0"?>
- управляющее напряжение) и временные диаграммы напряжений. Схема состоит из компаратора и интегратора. Длительность <?xml version="1.0"?>
входного положительного импульса <?xml version="1.0"?>
определяет длительность стадии спада выход­ного напряжения <?xml version="1.0"?>
(рис. 3.16, б), длительность стадии нарастания <?xml version="1.0"?>
равна паузе <?xml version="1.0"?>
между импульсами <?xml version="1.0"?>
.

При поступлении входного напряжения, амплитуда ко­торого <?xml version="1.0"?>
><?xml version="1.0"?>
, компаратор переходит в состояние положительного насыщения <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
. Открывается диод V1, и напряжение <?xml version="1.0"?>
убывает по линейному закону; в (3.19) подставим R = <?xml version="1.0"?>
. Крутизна напряжения <?xml version="1.0"?>
на интерва­ле спада <?xml version="1.0"?>
-<?xml version="1.0"?>
:

<?xml version="1.0"?>
(3.21)

При прекращении импульса <?xml version="1.0"?>
компаратор под воздей­ствием напряжения <?xml version="1.0"?>
на инвертирующем входе переходит в состояние отрицательного насыщения <?xml version="1.0"?>
= -<?xml version="1.0"?>
. Открывается диод V2 и интегратор формирует линейно на­растающее напряжение, в (3.20) подставим R=<?xml version="1.0"?>
. Кру­тизна нарастания <?xml version="1.0"?>
на интервале <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>

<?xml version="1.0"?>
(3.22)

ГЛИН с внешним управлением имеет важную принци­пиальную особенность. Установившийся режим достигает­ся только в том случае, если равны <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
на этапах нара­стания или спада, в противном случае среднее значение выходного напряжения начинает нарастать (или убывать), что в конечном счете приводит к насыщению ОУ интегра­тора. Условие устойчивой работы ГЛИН сводится к тре­бованию

<?xml version="1.0"?>
(3.23)

Учитывая возможную нестабильность крутизны и дли­тельностей <?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
, ориентироваться на выполнение уеловия (3.23) в схеме рис. 3.16, а нереально. В практических схе­мах максимальное и минимальное значения напряжения "глин ограничиваются. В схеме рис. 3.21, а для ограничения <?xml version="1.0"?>
введены стабилитроны V3 и V4. Как показано в § 2.12, напряжение между входами ОУ интегратора u<?xml version="1.0"?>
0. При 0 <<?xml version="1.0"?>
<U+ на стабилитроне V4 действует прямое напряжение <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
0, стабилитрон V3 смещен в обратном на­правлении и через цепочку стабилитронов протекает малый ток <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
0. Таким образом, стабилитроны в этом слу­чае практически не влияют на процесс разряда конденса­торов. При достижении <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
= |<?xml version="1.0"?>
|(где <?xml version="1.0"?>
- напряжение стабилизации V3) V3 работает в режиме электрического пробоя, разряд конденсатора С прекраща­ется и ток <?xml version="1.0"?>
= u<?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
переходит с конденсатора на цепоч­ку стабилитронов. Таким образом, напряжение <?xml version="1.0"?>
сверху ограничено значением U+. Аналогично снизу напряжение <?xml version="1.0"?>
ограничено значением U_ = - |<?xml version="1.0"?>
|, где <?xml version="1.0"?>
-на­пряжение стабилизации V4.

На рис. 3.16, б справа показана работа стабилитрон-ного ограничителя в момент <?xml version="1.0"?>
. Интервал паузы <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
за­дан достаточно большим, поэтому в момент <?xml version="1.0"?>
напряжение ГЛИН достигает значения U+. С приходом очередного им­пульса <?xml version="1.0"?>
начинается процесс формирования спада <?xml version="1.0"?>
, процесс описывается (3.19) при <?xml version="1.0"?>
(0) =<?xml version="1.0"?>
(<?xml version="1.0"?>
) = U+.

Схема ГЛИН с внешним запуском (а) и временные диаграммы сигналов (б)

Рис. 3.16. Схема ГЛИН с внешним запуском (а) и временные диаграммы сигналов (б)

Помимо ГЛИН с внешним управлением часто приме­няются ГЛИН, работающие в автогенераторном ре­жиме, т .е. без управляющего сигнала. Широкое распро­странение получила схема ГЛИН на ОУ (рис. 3.17). Эта схема отличается от рассмотренного ГЛИН наличием цепи ОС <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
которая связывает прямой вход компаратора с выходами компаратора и интегратора.

Найдем напряжение <?xml version="1.0"?>
методом суперпозиции: <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
+<?xml version="1.0"?>
Напряжение <?xml version="1.0"?>
находим при <?xml version="1.0"?>
=0, а напряже­ние <?xml version="1.0"?>
при <?xml version="1.0"?>
=0. Получим

<?xml version="1.0"?>
(3.24)

Временные диаграммы напряжений в схеме рис. 3.17, а приведены на рис. 3.17, б. Начнем рассмотрение в момент <?xml version="1.0"?>
, когда компаратор переходит в состояние отрицатель­ного насыщения <?xml version="1.0"?>
= - <?xml version="1.0"?>
. При этом открывается ди­од V2, и на интеграторе начинается процесс формирования нарастающего напряжения <?xml version="1.0"?>
. Напряжение <?xml version="1.0"?>
на интер­вале <?xml version="1.0"?>
-<?xml version="1.0"?>
также линейно нарастает в соответствии с вы­ражением (3.24). Для момента <?xml version="1.0"?>
из (3.24) получим

<?xml version="1.0"?>
(3.25)

В этот момент <?xml version="1.0"?>
компаратор переключается, напряже­ние на его выходе скачком изменяется до значения <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
. В соответствии с (3.24) скачком изменяется и напряжение <?xml version="1.0"?>
. Процесс переключения компаратора раз­вивается регенеративно за счет ПОС через резистор <?xml version="1.0"?>
.

На интервале <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
открыт диод VI. Интегратор фор­мирует линейно убывающее напряжение <?xml version="1.0"?>
. Напряжение <?xml version="1.0"?>
также линейно убывает и при t = <?xml version="1.0"?>
выражение (3.24) сводится к виду

<?xml version="1.0"?>
(3.26)

Компаратор вновь регенеративно переключается, начина­ется формирование линейно нарастающего участка <?xml version="1.0"?>
и т. д.

При расчете схемы ГЛИН в автогенераторном режиме выражения (3.25) и (3.26) позволяют связать значения U+ и U_ со значениями <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
. Крутизна спада <?xml version="1.0"?>
и на­растание <?xml version="1.0"?>
, а также длительность участков нарастания и спада могут быть определены из (3.19) при подстановке <?xml version="1.0"?>
(0) = U+, R = <?xml version="1.0"?>
и (3.20) при подстановке <?xml version="1.0"?>
(0) =U_, R = <?xml version="1.0"?>
. Нетрудно убедиться, что при <?xml version="1.0"?>
= 0 U+ =-U_.

Схема рис. 3.17 может быть использована также и в качестве мультивибратора, в этом случае выходное на­пряжение снимается с выхода компаратора (см. рис. 3.17, б).

Схема ГЛИН в автогенераторном режиме (а) и временные диаграммы напряжений (б)

Рис. 3.17. Схема ГЛИН в автогенераторном режиме (а) и временные диаграммы напряжений (б)

ГЛИН находят очень широкое применение в технике. На их основе строятся системы развертки электронно-лучевых трубок, устройства для испытания различных объек­тов на электрическую прочность. Очень большую роль в современной технике играют преобразователи различных физических величин в электрические сигналы, например преобразователи напряжения во временной интервал, в число импульсов, в фазовый сдвиг. В качестве примера подобных устройств рассмотрим импульсное устройство, структурная схема которого приведена на рис. 3.18, а; временные диаграммы напряжений приведены на рис. 3.18, б. Устройство состоит из ГЛИН, связанного с компаратором К, на второй вход которого подается входной (преобра­зуемый) сигнал <?xml version="1.0"?>
. Компаратор через диод связан с пер­вым выходом схемы <?xml version="1.0"?>
и с управляющей цепью ключа Кл, который подключает мультивибратор MB ко второму вы­ходу <?xml version="1.0"?>
.

Структурная схема преобразователя напряжения в ширину импульсов и число импульсов (а) и временные диаграммы сигналов (б)

Рис. 3.18. Структурная схема преобразователя напряжения в ширину импульсов и число импульсов (а) и временные диаграммы сигналов (б)

Компаратор К фиксирует равенство <?xml version="1.0"?>
(t) =<?xml version="1.0"?>
(t). В момент <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
(<?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
), где <?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
. Отсюда <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
/<?xml version="1.0"?>
.

При переключениях компаратора на его выходе форми­руются прямоугольные импульсы, длительность которых прямо пропорциональна текущему значению <?xml version="1.0"?>
(сравните с рис. 3.1, в). При <?xml version="1.0"?>
>0 замыкается ключ Кл и в на­грузку <?xml version="1.0"?>
поступает пачка импульсов с выхода мульти­вибратора, число которых прямо пропорционально интер­валу <?xml version="1.0"?>
и напряжению <?xml version="1.0"?>
. Таким образом, устройство яв­ляется преобразователем напряжения в число импульсов.

Широкое применение ИМС в импульсной технике, стремление к снижению массогабаритных показателей и повышению надежности привели к резкому снижению использования в импульсных устройствах магнитных элементов. Вместе с тем в ряде случаев оправдано примене­ние магнитно-транзисторных схем, особенно в выходных каскадах им­пульсных устройств, рассчитанных на передачу в нагрузку определенной мощности. Трансформаторная связь с нагрузкой позволяет обеспечить гальваническую развязку цепей, осуществить трансформацию напряже­ния до нужного уровня. Регенеративные магнитно-транзисторные фор­мирователи прямоугольных напряжений с ПОС через трансформатор называются блокинг-генераторами.

На рис. 3.19, а представлена схема блокинг-генератора, работаю­щего в "ждущем режиме", т, е. выполняющего функцию одновибратора. При поступлении короткого запускающего импульса <?xml version="1.0"?>
блокинг-генератор формирует прямоугольный импульс <?xml version="1.0"?>
длительностью <?xml version="1.0"?>
. Схема представляет собой транзисторный ключ, в коллекторную цепь которого включена первичная обмотка <?xml version="1.0"?>
трансформатора. Нагрузка подключена к обмотке <?xml version="1.0"?>
, а ПОС осуществляется через обмотку <?xml version="1.0"?>
и резистор <?xml version="1.0"?>
. В исходном состоянии режим отсечки транзистора обес­печивается источником -<?xml version="1.0"?>
, связанным с базой транзистора через резистор <?xml version="1.0"?>
. Входное напряжение для запуска подается через раздели­тельный конденсатор <?xml version="1.0"?>
. Как и в одновибраторе, функционирование ждущего блокинг-генератора можно разбить на три этапа. Временные диаграммы токов и напряжений приведены на рис. 3.19, в-ж.

1 этап (исходное состояние). Благодаря источнику -<?xml version="1.0"?>
транзи­стор находится в режиме отсечки. Напряжение на базе транзистора <?xml version="1.0"?>
= -<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
- <?xml version="1.0"?>
<0. Напряжение на коллекторе транзистора <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
, на всех обмотках трансформатора нулевое напряжение, <?xml version="1.0"?>
= 0.

Схема блокинг-генератора (а) и его схема замещения (б) и временные диаграммы напряжений и токов в схеме блокинг-генератора (в-ж)

Рис. 3.19. Схема блокинг-генератора (а) и его схема замещения (б) и временные диаграммы напряжений и токов в схеме блокинг-генератора (в-ж)

2 этап (формирование импульса). При поступлении в момент <?xml version="1.0"?>
положительного импульса <?xml version="1.0"?>
транзистор начинает открываться. Ток <?xml version="1.0"?>
протекает по обмотке <?xml version="1.0"?>
и создает падение напряжения <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
кото­рое трансформируется в обмотку ОС <?xml version="1.0"?>
. Напряжение на обмотке <?xml version="1.0"?>
с создает отпирающий базовый ток. Процесс является регенеративным и развивается лавинообразно, в результате транзистор насыщается.

На насыщенном транзисторе <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
0. К обмотке <?xml version="1.0"?>
приложено на­пряжение <?xml version="1.0"?>
, которое трансформируется в нагрузочную обмотку и об­мотку <?xml version="1.0"?>
. Напряжение на обмотке <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
создает базовый ток, на­сыщающий транзистор:

<?xml version="1.0"?>
(3.27)

После насыщения транзистора входной импульс может быть снят, но транзистор останется открытым.

Ток коллектора состоит из трех составляющих (см. схему замеще­ния рис. 3.19, б): <?xml version="1.0"?>
ток нагруз­ки, пересчитанный в первичную обмотку; <?xml version="1.0"?>
- ток <?xml version="1.0"?>
. пе­ресчитанный в первичную обмотку; <?xml version="1.0"?>
-ток намаг­ничивания трансформатора; <?xml version="1.0"?>
- индуктивность намагничивания транс­форматора.

Ток <?xml version="1.0"?>
по мере перемагничивания магнитопровода трансформатора нарастает, растет и ток коллектора <?xml version="1.0"?>
, а ток базы <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
остается неиз­менным. В результате в момент <?xml version="1.0"?>
условие насыщения транзистора (3.3) перестает выполняться и транзистор начинает запираться.

При этом напряжение <?xml version="1.0"?>
увеличивается, это изменение через об­мотку <?xml version="1.0"?>
подается на базу тразистора и усиливает запирание ключа. Процесс снова имеет регенеративный характер и завершается перево­дом транзистора в режим отсечки.

3 этап (стадия восстановления исходного состояния). Ток через магнитные элементы не может измениться скачком, поэтому при запи­рании транзистора в момент <?xml version="1.0"?>
на первичной обмотке трансформатора возникает противо-ЭДС (см. рис. 3.19, д). Нарастание напряжения на коллекторе транзистора может привести к его пробою, поэтому блокииг-генератор снабжен цепочкой <?xml version="1.0"?>
<?xml version="1.0"?>
: при <?xml version="1.0"?>
><?xml version="1.0"?>
отпирается диод <?xml version="1.0"?>
и энергия из магнитной цепи трансформатора рассеивается на резисторе <?xml version="1.0"?>
. Кроме того, часть накопленной энергии рассеивается в нагрузке. Напряжение на коллекторе экспоненциально падает до <?xml version="1.0"?>
. Постоянная времени спада <?xml version="1.0"?>
- сопротивле­ние нагрузки, пересчитанное к обмотке <?xml version="1.0"?>
.

Изменяя <?xml version="1.0"?>
, можно перевести блокинг-генератор в автогенератор­ный режим, при котором после завершения стадии восстановления на­чнется формирование следующего импульса без внешнего запуска, т. е. при <?xml version="1.0"?>
=0. При увеличении <?xml version="1.0"?>
в сторону положительных значений ус­ловие отсечки транзистора в исходном состоянии не будет выполняться, что означает переход в автогенераторный режим. Функционально бло­кинг-генератор в автогенераторном режиме является мультивибратором.

Существуют многочисленные разновидности магнитно-транзистор­ных генераторов, в которых используются нелинейность кривых на­магничивания магнитопроводов, а также магнитно-тиристорные схемы. Возможность получения на выходе достаточно мощных импульсов по­зволяет использовать магнитно-транзисторные и магнитно-тиристорные формирователи без подключения к их выходу дополнительных каскадов усиления мощности.

3.1. В схеме транзисторного ключа рис. 3.6, а исключены элементы <?xml version="1.0"?>
и -<?xml version="1.0"?>
, запирание ключа осуществляется при <?xml version="1.0"?>
= 0. К каким недостаткам приведет такое упрощение схемы ключа?

3.2. Как изменяется коэффициент насыщения транзисторного ключа при нагреве транзистора?

3.3. Составьте схему компаратора с ПОС с <?xml version="1.0"?>
= 0 и +2 В, если <?xml version="1.0"?>
= 10 В.

3.4. Как изменятся временные диаграммы рис. 3.13, б, если на схеме мультивибратора рис. 3.13, а увеличить <?xml version="1.0"?>
? Как при этом изменится (уменьшится или увеличится) частота повторения, длительность импульсов, скважность (отвечайте, не заглядывая в формулы)?

3.5. Мультивибратор (рис. 3.13, а) сохраняет работоспособность, если исключить диод V2 (диод закорачиваем). Найдите выражения для расчета <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
, Q в такой схеме. Как в такой схеме можно ре­гулировать скважность при неизменной частоте повторения?

3.6. Какое влияние окажет несимметрия источников питания на рабо­ту мультивибратора?

3.7. Составить схему мультивибратора с <?xml version="1.0"?>
= 1 кГц, Q = 4, <?xml version="1.0"?>
= 10 В, амплитуда напряжения на конденсаторе 3 В. (Задача с неполными условиями, рядом величин при расчете задаемся, на­пример, <?xml version="1.0"?>
= <?xml version="1.0"?>
= 30 кОм).

3.8. Как изменится <?xml version="1.0"?>
одновибратора при увеличении R; <?xml version="1.0"?>
; <?xml version="1.0"?>
(отве­чайте, не заглядывая в формулы)?

3.9. Составить схему ГЛИН в автогенераторном режиме при U+ = +8 В, U_ = 0, <?xml version="1.0"?>
=100 мс, <?xml version="1.0"?>
= 10 мс, <?xml version="1.0"?>
=10 В. Задайтесь С=1 мкФ, <?xml version="1.0"?>
=2 В, <?xml version="1.0"?>
=100 кОм.

3.10. Как изменятся параметры выходного напряжения ГЛИН (рис. 3.17), если увеличить <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
, <?xml version="1.0"?>
?

© Центр дистанционного образования МГУП