Московский государственный университет печати

Горбачев Г.Н., Чаплыгин Е.Е.


         

Промышленная электроника

Учебник для вузов


Горбачев Г.Н., Чаплыгин Е.Е.
Промышленная электроника
Начало
Печатный оригинал
Об электронном издании
Оглавление

Предисловие

Введение

1.

Полупроводниковые и микроэлектронные приборы

1.1.

Электропроводность полупроводников

1.2.

Процессы в электронно-дырочном переходе

1.3.

Полупроводниковые диоды

1.4.

Биполярные транзисторы

1.5.

Характеристики и параметры биполярных транзисторов

1.6.

Полевые транзисторы

1.6.1.

Полевые транзисторы с р-n переходом

1.6.2.

Полевые транзисторы МДП-типа

1.7.

Тиристоры

1.8.

Параметры и разновидности тиристоров

1.9.

Интегральные микросхемы

1.10.

Полупроводниковые оптоэлектронные приборы

1.11.

Контрольные вопросы и задачи

2.

Транзисторные усилители

2.1.

Передаточная характеристика усилительного каскада

2.2.

Режим покоя в каскаде с общим эмиттером

2.3.

Обратные связи. Стабилизация режима покоя

2.3.1.

Схема замещения и основные показатели каскада с ОЭ

2.4.

Виды связей и дрейф нуля в усилителях постоянного тока

2.5.

Дифференциальный каскад

2.6.

Каскад с общим коллектором

2.7.

Каскад с общим истоком

2.8.

Операционный усилитель

2.9.

Неинвертирующий операционный усилитель с обратной связью

2.10.

Инвертирующий операционный усилитель с обратной связью

2.11.

Операционные схемы

2.12.

Компенсация входных токов и напряжения смещения нуля

2.13.

Частотные свойства и самовозбуждение усилителей

2.14.

Избирательные усилители и генераторы синусоидальных колебаний

2.15.

Усилители с емкостной связью

2.16.

Каскады усиления мощности

2.16.1.

Каскад усиления мощности класса А

2.16.2.

Однотактный каскад класса В

2.16.3.

Двухтактный каскад усиления мощности класса В

2.17.

Контрольные вопросы и задачи

3.

Импульсные устройства

3.1.

Преимущества передачи информации в виде импульсов

3.2.

Ключевой режим транзистора

3.3.

Нелинейный режим работы операционного усилителя. Компараторы

3.4.

Преобразование импульсных сигналов с помощью RС-цепей

3.4.1.

Дифференцирующие (или укорачивающие) цепи

3.4.2.

Интегрирующие цепи

3.5.

Мультивибратор на операционном усилителе

3.6.

Одновибратор на операционном усилителе

3.7.

Генераторы линейно изменяющихся напряжении

3.8.

Магнитно-транзисторные генераторы

3.9.

Контрольные вопросы и задачи

4.

Логические и цифровые устройства

5.

Маломощные выпрямители однофазного тока

5.1.

Структура источника питания

5.2.

Однофазные выпрямители с активной нагрузкой

5.3.

Однофазные выпрямители с активно-индуктивной нагрузкой

5.4.

Фильтры маломощных выпрямителей

5.5.

Особенности работы и расчета выпрямителя с емкостным фильтром

5.6.

Внешние характеристики маломощных выпрямителей

5.7.

Стабилизаторы напряжения

5.8.

Источники питания с многократным преобразованием энергии

5.9.

Контрольные вопросы и задачи

6.

Ведомые сетью преобразователи средней и большой мощности

6.1.

Применение вентильных преобразователей в энергетике и электротехнике

6.2.

Однофазный управляемый выпрямитель

6.3.

Однофазный ведомый сетью инвертор

6.4.

Трехфазный нулевой выпрямитель

6.5.

Трёхфазный мостовой выпрямитель

6.6.

Составные многофазные схемы выпрямления

6.7.

Реверсивные выпрямители и непосредственные преобразователи частоты

6.8.

Регулируемые преобразователи переменного напряжения

6.9.

Контрольные вопросы и задачи

7.

Влияние вентильных преобразователей на питающую сеть

7.1.

Коэффициент мощности вентильных преобразователей

7.2.

Вентильные преобразователи с повышенным коэффициентом мощности

7.3.

Источники реактивной мощности

7.4.

Контрольные вопросы и задачи

8.

Системы управления вентильными преобразователями

8.1.

Функции и структура систем управления

8.2.

Фазосмещающие устройства (ФСУ)

8.3.

Многоканальные системы управления

8.4.

Одноканальные системы управления

8.5.

Контрольные вопросы и задачи

9.

Автономные вентильные преобразователи

9.1.

Способы регулирования постоянного напряжения

9.2.

Узлы коммутации однооперационных тиристоров

9.3.

Инверторы напряжения

9.4.

Инверторы тока

9.5.

Резонансные инверторы

9.6.

Контрольные вопросы и задачи

10.

Список литературы

Указатели
12   предметный указатель
148   указатель иллюстраций
Рис. 5.1. Структурная схема источника постоянного напряжения малой мощности (а) и временные диаграммы напряжений в источнике (б) Рис. 5.2. Схема однофазного нулевого выпрямителя с активной нагрузкой (а) и временные диаграммы токов и напряжений выпрямителя (б) Рис. 5.3. Графическое разложение выпрямленного напряжения на постоянную составляющую и напряжение пульсации Рис. 5.4. Схема однофазного мостового выпрямителя (а) и временные диаграммы токов и напряжений выпрямителя (б - г) Рис. 5.5. Схемы сглаживающих фильтров (а-г) и схемы замещения фильтров для постоянной (д) и переменной (е) составляющих Рис. 5.6. Однофазный нулевой выпрямитель с емкостным фильтром (а) и временные диаграммы напряжений и токов выпрямителя (б, в) Рис. 5.7. Диаграммы напряжений и токов при работе выпрямителя на противо-ЭДС (а) и зависимости расчетных коэффициентов от параметра А (б) Рис. 5.8. Схема удвоителя напряжения Рис. 5.9. Внешние характеристики маломощных выпрямителей Рис. 5.10. Параметрический стабилизатор (а), его схема замещения для приращений (б) и внешняя характеристика выпрямителя со стабилизатором (кривая 2) и без стабилизатора (кривая 1) (в) Рис. 5.11. Простейшая схема компенсационного стабилизатора с ОУ Рис. 5.12. Источник питания с многократным преобразованием энергии (упрощенная схема)

Для питания постоянным током электронных управляющих, измерительных и вычислительных устройств применяют источники питания малой мощности (единицы, десятки и сотни ватт), которые обычно получают энергию от однофазной цепи переменного тока. Такие источники питания в настоящее время строятся как по традиционной схеме с выпрямителем, подключенным к сети через трансформатор так и по схеме с бестрансформаторным входом, работа которой основана на многократном преобразовании электрической энергии. Рассмотрим вначале традиционное решение.

Источник питания в общем случае может содержать следующие узлы (рис. 5.1, а Рис. 5.1. Структурная схема источника постоянного напряжения малой мощности (а) и временные диаграммы напряжений в источнике (б)):

Т - трансформатор, повышающий или понижающий напряжение в зависимости от соотношения напряжений на выходе источника питания и напряжения сети;

ВК - вентильный комплект, служащий для преобразования переменного тока в ток одного направления;

Ф - фильтр для сглаживания пульсации выпрямленного напряжения;

СН - стабилизатор постоянного напряжения, обеспечивающий постоянство выходного напряжения при изменении нагрузки, напряжения питающей сети и т.п.

На рис. 5.1, б приведены кривые напряжения на различных участках схемы источника питания при двух значениях сетевого напряжения.

Основным узлом источника питания является вентильный комплект, содержащий группу вентилей, т.е. приборов с нелинейной вольт-амперной характеристикой, обладающих однонаправленной проводимостью. В качестве вентилей в источниках питания небольшой мощности используются обычно кремниевые, реже германиевые диоды (см. § 1.3). Остальные узлы, перечисленные выше, могут в отдельных случаях отсутствовать. Поэтому приступим в первую очередь к рассмотрению принципа действия основных выпрямительных схем, различающихся способами соединения вентилей между собой и с обмотками трансформатора.

Познакомимся с основными понятиями преобразовательной техники на примере работы однофазной схемы выпрямления с выводом нулевой точки трансформатора (однофазной нулевойВыпрямитель однофазный нулевой) при активной нагрузке (рис. 5.2, а Рис. 5.2. Схема однофазного нулевого выпрямителя с активной нагрузкой (а) и временные диаграммы токов и напряжений выпрямителя (б)).

При полярности переменного напряжения, указанной на рис. 5.2, а, к вентилю V1 прикладывается прямое напряжение (плюс на анод, минус на катод). Вентиль V1 проводит ток <?xml version="1.0"?>
, который замыкается через нагрузку <?xml version="1.0"?>
и верхнюю полуобмотку трансформатора. Будем считать вентили идеальными, т.е. имеющими нулевое падение напряжения при протекании прямого тока и нулевой обратный ток при приложенном к ним обратном напряжении. Поэтому при протекании прямого тока анод с катодом вентиля считаем короткозамкнутыми, а при обратном напряжении на вентиле считаем цепь с вентилем разорванной. В связи с принятым допущением напряжение на нагрузке <?xml version="1.0"?>
на полупериоде 0-<?xml version="1.0"?>
(рис. 5.2, б) принимаем равным напряжению верхней полуобмотки трансформатора <?xml version="1.0"?>
Вентиль V2 в это время находится под обратным напряжением и ток не пропускает.

Во второй полупериод (от <?xml version="1.0"?>
до 2<?xml version="1.0"?>
) из-за изменения полярности переменного напряжения на вторичных обмотках трансформатора отпирается вентиль V2 и к нагрузке прикладывается напряжение нижней полуобмотки. Затем снова работает вентиль V1 и т.д. Напряжение нагрузки при поочередном отпирании вентилей представляет, собой следующие друг за другом положительные полусинусоиды (рис. 5.2, б). Ток в нагрузке <?xml version="1.0"?>
протекает в течение всего периода в одном направлении.

Напряжение на нагрузке <?xml version="1.0"?>
постоянно по направлению, но не постоянно по величине. Пульсация напряжения, т.е. изменение напряжения, говорит о наличии переменной составляющей в кривой выпрямленного напряжения и свидетельствует о некачественном (неполном) выпрямлении. Выходное напряжение <?xml version="1.0"?>
представляет собой периодическую функцию, а поэтому может быть разложено в ряд Фурье, т.е. представлено в виде

<?xml version="1.0"?>

- постоянная (полезная) составляющая или, иначе, среднее значение напряжения за период повторяемости кривой <?xml version="1.0"?>
- напряжение пульсации, т.е. переменная составляющая, равная сумме всех гармонических составляющих.

На рис. 5.3 Рис. 5.3. Графическое разложение выпрямленного напряжения на постоянную составляющую и напряжение пульсации показано графическое разложение кривой напряжения <?xml version="1.0"?>
(t) на две составляющие. Можно считать, что на нагрузке действует постоянное по величине и форме напряжение <?xml version="1.0"?>
, искаженное переменной составляющей - напряжением пульсации <?xml version="1.0"?>
. Основной характеристикой выпрямленного напряжения является его среднее значение. Среднее значение напряжения (или тока) за период повторяемости равно высоте прямоугольника, площадь которого равна площади, ограниченной кривой напряжения (или тока).

В рассматриваемой схеме период повторяемости выходного напряжения (не путать с периодом напряжения сети) равен <?xml version="1.0"?>
, поэтому

<?xml version="1.0"?>

Учтем, что амплитудное значение напряжения на нагрузке <?xml version="1.0"?>
равно амплитуде ЭДС <?xml version="1.0"?>
- действующее значение ЭДС вторичной обмотки трансформатора. Тогда

<?xml version="1.0"?>

Наибольшую величину в кривой выпрямленного напряжения имеет 1-я гармоника, частота которой <?xml version="1.0"?>
в 2 раза выше частоты питающей сети. Эту гармонику наиболее трудно подавить фильтрами, поэтому по ее величине судят об искажении выпрямленного напряжения. На рис. 5.3 штриховой линией показана первая гармоника пульсации <?xml version="1.0"?>
и ее амплитуда <?xml version="1.0"?>
. Пульсация выпрямленного напряжения характеризуется коэффициентом пульсации q, равным отношению амплитуды 1-й гармоники напряжения пульсации к среднему значению:

<?xml version="1.0"?>

Из разложения в ряд Фурье кривой выпрямленного напряжения получаем в общем виде формулу

<?xml version="1.0"?>

где m - кратность частоты переменной составляющей выпрямленного напряжения к частоте сети, зависящая от схемы выпрямления и называемая числом фаз выпрямления или пульсностью выпрямителя. Для рассматриваемых однофазных выпрямителей (например, рис. 5.2, а) m = 2, тогда q = 0,67. Для выбора вентилей в схеме рис. 5.2, а определим среднее значение тока через вентиль. По временным диаграммам рис. 5.2, б видно, что

<?xml version="1.0"?>

К закрытому вентилю V1 прикладывается напряжение двух вторичных обмоток: одна из них подключена к аноду вентиля, вторая связана с катодом через проводящий ток вентиль V2. Поэтому максимальное обратное напряжение на вентиле с учетом (5.1)

<?xml version="1.0"?>

На основании вычисленных значений <?xml version="1.0"?>
выбираются вентили.

Активная мощность, отдаваемая в нагрузку в схеме рис. 5.2, а, определяется действующим значением <?xml version="1.0"?>

<?xml version="1.0"?>

Активная мощность, передаваемая в виде постоянной составляющей тока и напряжения, определяется средним значением <?xml version="1.0"?>

<?xml version="1.0"?>

Следовательно, в схеме рис. 5.2, б значительная часть активной мощности передается в нагрузку в виде переменной (невыпрямленной) составляющей, что говорит о некачественном выпрямлении. Поэтому для создания источников питания вентильный комплект снабжается фильтром. При работе на активно-индуктивную нагрузку используют фильтрующие свойства индуктивности нагрузки.

Выясним влияние индуктивности нагрузки либо фильтра на примере работы однофазной мостовой схемы выпрямления Выпрямитель однофазный мостовой (рис. 5.4, а Рис. 5.4. Схема однофазного мостового выпрямителя  (а) и временные диаграммы токов и напряжений выпрямителя (б - г)).

При положительной полуволне ЭДС <?xml version="1.0"?>
(интервал 0-<?xml version="1.0"?>
) и указанной на рис. 5.4, а полярности выпрямленный ток будет протекать через диод V1, нагрузку <?xml version="1.0"?>
и диод V4. Диоды V2 и V3 находятся под обратным напряжением и тока не проводят (минус прикладывается у них к аноду, а плюс к катоду).

При изменении полярности переменного напряжения (интервал <?xml version="1.0"?>
) открываются диоды V2 я V3, однако ток в нагрузке сохраняет прежнее направление.

Если нагрузка активная (<?xml version="1.0"?>
= 0), то ток <?xml version="1.0"?>
повторяет форму напряжения на нагрузке, а токи первичной и вторичной обмоток <?xml version="1.0"?>
имеют синусоидальную форму (штриховые кривые на рис. 5.4, б, в). Если в цепи нагрузки имеется индуктивность <?xml version="1.0"?>
то она препятствует изменению тока и ток в нагрузке не будет успевать следовать за напряжением <?xml version="1.0"?>
, так что ток <?xml version="1.0"?>
будет сглаживаться (сплошная кривая <?xml version="1.0"?>
на рис. 5.4, в). При значительной индуктивности в цепи нагрузки <?xml version="1.0"?>
ток в нагрузке из-за малой пульсации можно считать постоянным (идеально сглаженным), при этом передача активной мощности в па-грузку переменными составляющими тока отсутствует. В таком режиме ток диодов <?xml version="1.0"?>
, вторичный <?xml version="1.0"?>
и первичный <?xml version="1.0"?>
токи трансформатора принимают форму прямоугольных импульсов.

При активно-индуктивной нагрузке длительность проводящего состояние вентилей <?xml version="1.0"?>
, как и при активной нагрузке, остается равной <?xml version="1.0"?>
, поэтому в любой момент времени напряжение на нагрузке повторяет вторичное напряжение <?xml version="1.0"?>
(рис. 5.4, б), а его значение определяется выражением (5.1).

Проведем расчет мостовой схемы выпрямления, позволяющий по известным параметрам нагрузки выбрать тип вентилей и определить параметры трансформатора. Пренебрежем потерями в сглаживающем дросселе <?xml version="1.0"?>
, вентилях и трансформаторе и положим ток нагрузки идеально сглаженным: <?xml version="1.0"?>

Среднее значение выходного напряжения нулевого и мостового выпрямителей определяется при индуктивной нагрузке так же, как и при активной, и равно в соответствии с (5.1)

<?xml version="1.0"?>

Отсюда действующее значение ЭДС <?xml version="1.0"?>

Поскольку мы приняли, что дроссель <?xml version="1.0"?>
не имеет потерь, среднее значение тока нагрузки

<?xml version="1.0"?>

Вентили проводят ток нагрузки в течение половины периода как в нулевой, так и в мостовой схемах, поэтому справедливо (5.4)

<?xml version="1.0"?>

Максимальное значение тока вентилей при идеальном сглаживании

<?xml version="1.0"?>

В мостовой схеме амплитудное значение обратного напряжения на вентилях равно амплитуде ЭДС <?xml version="1.0"?>
, так как закрытый вентиль (через проводящий ток вентиль) подключается параллельно обмотке трансформатора, следовательно

<?xml version="1.0"?>

Из сравнения (5.5) и (5.5а) видно, что в мостовой схеме выпрямления обратное напряжение на вентиле при одинаковом <?xml version="1.0"?>
вдвое меньше, чем в нулевой. По значениям <?xml version="1.0"?>
выбирают вентили. При применении трансформатора (в нулевой схеме наличие трансформатора является обязательным, в мостовой возможно бестрансформаторное включение вентильного комплекта к сети) необходимо знать расчетную мощность его обмоток.

В мостовой схеме действующее значение тока во вторичной обмотке <?xml version="1.0"?>
находим, учитывая <?xml version="1.0"?>
По определению

<?xml version="1.0"?>

Поскольку ток <?xml version="1.0"?>
при подстановке получаем

<?xml version="1.0"?>

Расчетная мощность вторичной обмотки в мостовой схеме

<?xml version="1.0"?>

где <?xml version="1.0"?>
- мощность нагрузки, равная <?xml version="1.0"?>
.

В мостовой схеме токи и напряжения в первичной и вторичной обмотках имеют одинаковую форму, поэтому расчетная мощность первичной обмотки <?xml version="1.0"?>
Расчетная мощность трансформатора в мостовой схеме при активно-индуктивной нагрузке

<?xml version="1.0"?>

Аналогично можно рассмотреть работу на RL-нагрузку и нулевой схемы. Основные процессы в этих двух схемах протекают аналогично, различие заключается лишь в том, что в нулевой схеме обратное напряжение на вентиле в 2 раза выше, чем в мостовой (см. § 5.2), а ток вторичной обмотки трансформатора повторяет форму тока вентиля <?xml version="1.0"?>
и его действующее значение

<?xml version="1.0"?>

Результаты расчета основных параметров нулевой и мостовой схем выпрямления при работе на R- и RL-нагрузки приведены в табл. 5.1.

New Page 1

Таблица 5.1. Основные показатели однофазных выпрямителей

Схема выпрямления

Тип нагрузки tab197.gif (403 bytes) tab197-1.gif (381 bytes) tab197-2.gif (440 bytes) tab197-3.gif (381 bytes) tab197-4.gif (463 bytes) tab197-5.gif (395 bytes)
Нулевая R
RL
0,9
0,9
0,5
0,5
3,14
3,14
0,79
0,7
1,11
1
1,48
1,34
Мостовая R
RL
0,9
0,9
0,5
0,5
1,57
1,57
1,11
1
1,11
1
1,23
1,11

Коэффициент трансформации в обеих схемах <?xml version="1.0"?>

Сопоставление обеих схем позволяет сделать следующие выводы об области их применения. При сравнительно низких выходных напряжениях, когда важен КПД схемы (например, при <?xml version="1.0"?>
В), а обратное напряжений, прикладываемое к вентилям, несущественно, целесообразно использовать нулевую схему, в которой ток нагрузки протекает через один вентиль и потери оказываются в 2 раза меньше. Во всех остальных случаях предпочтение отдается мостовой схеме, в которой при наличии трансформатора последний проще и имеет меньшую расчетную мощность. Последнее обусловливается тем, что в мостовой схеме ток через вторичную обмотку протекает в течение всего периода, а в нулевой схеме - лишь полпериода. В некоторых случаях можно подключить мостовую схему без трансформатора, например, если требуется <?xml version="1.0"?>
= 200 В и имеется питающая сеть с напряжением 220 В.

Как указывалось в § 5.1, на выходе вентильного комплекта включают фильтр, который должен ослабить переменную составляющую напряжения <?xml version="1.0"?>
- напряжение пульсации. При этом полезная постоянная составляющая <?xml version="1.0"?>
должна быть передана в нагрузку по возможности без потерь. Наиболее распространены сглаживающие фильтры типов L, LC, С и RC (рис. 5.5, а-г Рис. 5.5. Схемы сглаживающих фильтров (а-г) и схемы замещения фильтров для постоянной (д) и переменной (е) составляющих), при последовательном соединении фильтров создают многозвенные фильтры LCLC, CRC, LCRC и т.п.

Для характеристики фильтра пользуются коэффициентом сглаживания, равным отношению коэффициентов пульсации на входе и выходе фильтра (входное напряжение фильтра - выходное напряжение вентильного комплекта <?xml version="1.0"?>
, напряжение на выходе фильтра обозначаем <?xml version="1.0"?>
):

<?xml version="1.0"?>

где <?xml version="1.0"?>
- амплитуда 1-й гармоники пульсации и среднее значение напряжения на выходе фильтра.

Определим коэффициенты сглаживания L- и LC-фильтров.

Рассмотрим, как передаются через фильтры по отдельности постоянная <?xml version="1.0"?>
и переменная <?xml version="1.0"?>
составляющие напряжения <?xml version="1.0"?>
. На рис. 5.5, д приведена схема замещения для постоянной составляющей простого L- и LC-фильтров, в которой r - активное сопротивление обмотки дросселя фильтра. Выходное постоянное напряжение фильтра равно напряжению на нижнем плече делителя, составленного из сопротивлений r и <?xml version="1.0"?>
:

<?xml version="1.0"?>

На рис. 5.5, е приведена схема замещения для переменной составляющей (1-й гармоники частоты <?xml version="1.0"?>
): <?xml version="1.0"?>
- комплексное сопротивление последовательного элемента фильтра; <?xml version="1.0"?>
- комплексное сопротивление параллельного элемента фильтра, включая и сопротивление нагрузки.

Амплитуда 1-й гармоники переменной составляющей напряжения на нагрузке <?xml version="1.0"?>
равна падению напряжения на <?xml version="1.0"?>
от протекания тока пульсации <?xml version="1.0"?>
. Ток пульсации <?xml version="1.0"?>
зависит от переменного напряжения на входе фильтра <?xml version="1.0"?>
и величин <?xml version="1.0"?>
Чем больше <?xml version="1.0"?>
и меньше <?xml version="1.0"?>
, тем меньше переменная составляющая на выходе и больше коэффициент сглаживания.

Для фильтра L

<?xml version="1.0"?>

Отсюда получаем коэффициент сглаживания

<?xml version="1.0"?>

На практике часто справедливы следующие соотношения между параметрами: <?xml version="1.0"?>
тогда

<?xml version="1.0"?>

Видно, что в сильноточных схемах (когда <?xml version="1.0"?>
мало) эффективность фильтрации повышается.

В фильтре LC конденсатор шунтирует нагрузку по переменной составляющей: <?xml version="1.0"?>
и

Отсюда по известному <?xml version="1.0"?>
находим произведение LC.

Коэффициент сглаживания многозвенного фильтра находится как произведение коэффициентов сглаживания составляющих звеньев.

Пример расчета. Рассчитать однофазный нулевой выпрямитель с LC-фильтром, если <?xml version="1.0"?>
Потерями в дросселе и вентилях пренебречь. Определить напряжение и ток вторичных обмоток трансформатора <?xml version="1.0"?>
его расчетную мощность <?xml version="1.0"?>
, параметры вентилей <?xml version="1.0"?>
и фильтра L и С.

Среднее значение выходного напряжения выпрямителя

<?xml version="1.0"?>

Действующее значение напряжения на полуобмотке трансформатора находим по (5.1)

<?xml version="1.0"?>

Среднее значение выходного тока выпрямителя

<?xml version="1.0"?>

Действующее значение тока вторичной обмотки находим по (5.6а)

<?xml version="1.0"?>

Расчетная мощность трансформатора по табл. 5.1

<?xml version="1.0"?>

Амплитудное значение тока вентиля

<?xml version="1.0"?>

Среднее значение тока вентиля определяем по (5.4)

<?xml version="1.0"?>

Амплитуда обратного напряжения на вентилях в соответствии с (5.5)

<?xml version="1.0"?>

Коэффициент пульсации на выходе выпрямителя из (5.3)

<?xml version="1.0"?>

Требуемый коэффициент сглаживания

<?xml version="1.0"?>

Индуктивность дросселя

<?xml version="1.0"?>

При работе на нагрузку, потребляющую небольшие токи от выпрямителя, часто используют фильтры, начинающиеся с конденсатора; в наиболее простом виде - это С-фильтры. Такие фильтры для выпрямителя представлял ют емкостную нагрузку, которая заметно изменяет характер процессов в вентильном комплекте.

При включении выпрямителя рис. 5.6, а Рис. 5.6. Однофазный нулевой выпрямитель с емкостным фильтром (а) и временные диаграммы напряжений и токов выпрямителя (б, в) напряжение на конденсаторе и нагрузке <?xml version="1.0"?>
от периода к периоду будет увеличиваться (рис. 5.6, б). На интервалах, когда <?xml version="1.0"?>
например при <?xml version="1.0"?>
вентиль V1 отпирается и конденсатор заряжается импульсом тока <?xml version="1.0"?>
(рис. 5.6, в). При этом разность напряжений <?xml version="1.0"?>
прикладывается к сопротивлению r, равному сумме сопротивления вентиля и приведенного суммарного сопротивления обмоток трансформатора, Когда <?xml version="1.0"?>
вентиль запирается и конденсатор частично разряжается на нагрузку.

По мере увеличения напряжения <?xml version="1.0"?>
длительность импульса тока заряда конденсатора уменьшается, а время разряда конденсатора увеличивается, поэтому спустя некоторое время напряжение <?xml version="1.0"?>
начнет изменяться около своего среднего установившегося уровня <?xml version="1.0"?>
.

Амплитудное значение тока вентиля <?xml version="1.0"?>
из-за малого времени проводимости в установившемся режиме может в 5-7 раз превосходить его среднее значение <?xml version="1.0"?>
(рис. 5.6, в). При включении схемы это превышение еще больше и для ограничения начального броска зарядного тока конденсатора иногда вводят дополнительное ограничивающее сопротивление r, которое вместе с конденсатором образует Г-образный RС-фильтр (см. рис. 5.5, г).

Чем больше сопротивление нагрузки <?xml version="1.0"?>
, тем больше постоянная времени цепи разряда конденсатора <?xml version="1.0"?>
и выше <?xml version="1.0"?>
, которое при холостом ходе <?xml version="1.0"?>
С увеличением <?xml version="1.0"?>
уменьшается пульсация выходного напряжения.

Таким образом, при емкостной нагрузке выпрямитель отличают по сравнению с выпрямителем с активной нагрузкой:

  • малая длительность и большая амплитуда анодного тока;
  • увеличенное выходное напряжение;
  • малые пульсации выходного напряжения;
  • сильная зависимость среднего значения выходного напряжения от сопротивления нагрузки.

Расчет выпрямителя с С-фильтром производят методом Терентьева, при котором пренебрегают пульсациями выходного напряжения, считая, что выпрямитель работает на неизменную противо-ЭДС <?xml version="1.0"?>
(рис. 5.7, а Рис. 5.7. Диаграммы напряжений и токов при работе выпрямителя на противо-ЭДС (а) и зависимости расчетных коэффициентов от параметра А (б)). При таком допущении импульс анодного тока симметричен. Обозначим его длительность 2<?xml version="1.0"?>
, где угол <?xml version="1.0"?>
назовем углом отсечки анодного тока. Мгновенное значение анодного тока может быть определено по падению напряжения <?xml version="1.0"?>
на резисторе r, через который протекает этот ток:

<?xml version="1.0"?>

Здесь напряжение на вторичной обмотке трансформатора <?xml version="1.0"?>
а напряжение на нагрузке может быть выражено через угол отсечки (рис. 5.7, а). Подставим <?xml version="1.0"?>
в (5.9):

<?xml version="1.0"?>

Среднее значение тока нагрузки

<?xml version="1.0"?>

где A - расчетный коэффициент, зависящий от угла <?xml version="1.0"?>
. Из (5.10)

<?xml version="1.0"?>

Порядок расчета выпрямителя следующий: 1) по известным <?xml version="1.0"?>
и r определяют А; 2) находят <?xml version="1.0"?>
; 3) определяют все токи и напряжения в выпрямителе. Для удобства расчета используют вспомогательные коэффициенты В, F и D, являющиеся функциями коэффициента А. Расчетные соотношения для однофазных выпрямителей имеют следующий вид:

<?xml version="1.0"?>

Коэффициент пульсации выходного напряжения определяется через коэффициент Н, q = H/Cr, где С - в микрофарадах.

На рис, 5.7, б приведены зависимости В, D, F, H от коэффициента А.

Пример расчета. Рассчитать однофазный выпрямитель с С-фильтром, если <?xml version="1.0"?>
Схема вентильного комплекта - мостовая. Определить параметры вентилей <?xml version="1.0"?>
трансформатора <?xml version="1.0"?>
и емкость фильтра С,

<?xml version="1.0"?>

Из графиков для А = 0,157 находим В = 0,9; D = 2,3; F = 7; H = 250. Тогда

<?xml version="1.0"?>

Выпрямители с емкостным фильтром выгодно использовать при высокоомной нагрузке, когда большая постоянная времени <?xml version="1.0"?>
достигается при сравнительно небольших С, при этом обеспечивается хороший гармонический состав выходного напряжения выпрямителя.

Особой разновидностью выпрямителей с С-фильтром являются схемы выпрямления с умножением напряженияВыпрямитель с умножением напряжений, используемые при работе на высокоомную нагрузку. Эти устройства позволяют получить на нагрузке напряжения в несколько раз большие, чем напряжения, которые обеспечивают выпрямители, рассмотренные выше. На рис. 5.8 Рис. 5.8. Схема удвоителя напряжения приведена схема с удвоением напряжения. При положительной полуволне сетевого напряжения на аноде V1 положительное напряжение, вентиль V1 открыт и через него заряжается конденсатор <?xml version="1.0"?>
до напряжения, близкого амплитудному напряжению сети <?xml version="1.0"?>
. Разряд конденсатора <?xml version="1.0"?>
через нагрузочную цепь происходит очень медленно, т.к. нагрузочная цепь - высокоомная. При отрицательной полуволне сетевого напряжения открыт диод V2 и конденсатор <?xml version="1.0"?>
заряжается так же до напряжения, близкого амплитуде сетевого напряжения <?xml version="1.0"?>
. Таким образом, напряжение на нагрузке достигает <?xml version="1.0"?>
При подключении устройства к сети 220 В <?xml version="1.0"?>
= 622 В.

Умножители напряжения, содержащие дополнительные диодно-конденсаторные цепочки, позволяют получать еще большие напряжения на нагрузке.

При изменении сопротивления нагрузки изменяется ток нагрузки <?xml version="1.0"?>
, что приводит к изменению выходного напряжения <?xml version="1.0"?>
. Внешней или нагрузочной характеристикой выпрямителя называется зависимость среднего значения выпрямленного напряжения от среднего значения тока нагрузки <?xml version="1.0"?>
(рис. 5.9 Рис. 5.9. Внешние характеристики маломощных выпрямителей). Идеальный источник питания является источником ЭДС, и его внешняя характеристика представляет собой горизонтальную прямую <?xml version="1.0"?>
= const (кривая 1).

В выпрямителях без фильтра и с фильтром L внешние характеристики близки к линейным и имеют малый наклон. Уравнение внешней характеристики в этом случае имеет вид

<?xml version="1.0"?>

где <?xml version="1.0"?>
- внутренняя ЭДС выпрямителя, равная среднему значению выходного напряжения идеального источника питания; N - число вентилей, одновременно обтекаемых током; <?xml version="1.0"?>
- среднее значение падения напряжения на одном вентиле, проводящем ток; <?xml version="1.0"?>
- внутреннее активное сопротивление выпрямителя, равное сумме приведенного ко вторичной стороне трансформатора активного сопротивления обмоток и (при наличии фильтра) сопротивления потерь сглаживающего дросселя.

В рассматриваемых режимах вентили выпрямителя проводят ток в течение углового интервала <?xml version="1.0"?>
поэтому на выходе вентильного комплекта формируется напряжение <?xml version="1.0"?>
, показанное на рис. 5.2, б. Снижение среднего значения напряжения на нагрузке при росте тока обусловлено потерями в трансформаторе, в вентилях и в сглаживающем дросселе (кривая 2 на рис. 5.9).

Иной, крутопадающий характер имеет внешняя характеристика выпрямителя при работе на С-фильтр. Выходное напряжение при холостом ходе равно <?xml version="1.0"?>
. При снижении <?xml version="1.0"?>
происходит интенсивный разряд конденсатора в паузах между импульсами тока и уменьшения напряжения <?xml version="1.0"?>
. Этот режим характерен тем, что длительность протекания тока через вентили <?xml version="1.0"?>
и зависит от нагрузки (см. § 5.5).

При работе на LC-фильтр при <?xml version="1.0"?>
входной ток фильтра имеет прерывистый характер, угол <?xml version="1.0"?>
и в режиме холостого хода <?xml version="1.0"?>
, как и при работе на С-фильтр. При практическом использовании источников питания этот крутопадающий участок внешней характеристики является нежелательным (кривая 3 на рис. 5.9).

При <?xml version="1.0"?>
внешняя характеристика выпрямителя с LC-фильтром имеет небольшой наклон и описывается формулой (5.11), входной ток фильтра в этом случае непрерывный, <?xml version="1.0"?>
на вход фильтра поступает напряжение, форма которого показана на рис. 5.2, б.

Стабильность напряжения питания является необходимым условием правильной работы многих электронных устройств. Для стабилизации постоянного напряжения на нагрузке при колебаниях сетевого напряжения и изменении потребляемого нагрузкой тока между выпрямителем с фильтром и нагрузкой (потребителем) ставят стабилизаторы постоянного напряжения.

Выходное напряжение стабилизатора зависит как от входного напряжения стабилизатора, так и от тока нагрузки (выходного тока):

<?xml version="1.0"?>

Найдем полный дифференциал <?xml version="1.0"?>
, т.е. изменение напряжения <?xml version="1.0"?>
при изменении <?xml version="1.0"?>
:

<?xml version="1.0"?>

Разделим правую и левую части на <?xml version="1.0"?>
, а также умножим и разделим первое слагаемое в правой части на <?xml version="1.0"?>
, a второе слагаемое на <?xml version="1.0"?>
. Получим

<?xml version="1.0"?>

Вводя обозначения и переходя к конечным приращениям, имеем

<?xml version="1.0"?>

Здесь

<?xml version="1.0"?>
- коэффициент стабилизации, равный отношению приращений входного и выходного напряжений в относительных единицах;

<?xml version="1.0"?>
- внутреннее (выходное) сопротивление стабилизатора.

Стабилизаторы подразделяются на параметрические и компенсационные.

Параметрический стабилизатор основан на использовании элемента с нелинейной характеристикой, например полупроводникового стабилитрона (см. § 1.3). Напряжение на стабилитроне на участке обратимого электрического пробоя почти постоянно при значительном изменении обратного тока через прибор.

Схема параметрического стабилизатора приведена на рис. 5.10, а Рис. 5.10. Параметрический стабилизатор (а), его схема замещения для приращений (б) и внешняя характеристика выпрямителя со стабилизатором (кривая 2) и без стабилизатора (кривая 1) (в). Входное напряжение стабилизатора должно быть больше напряжения стабилизации стабилитрона <?xml version="1.0"?>
. Для ограничения тока через стабилитрон устанавливается балластный резистор <?xml version="1.0"?>
. Выходное напряжение снимается со стабилитрона. Часть входного напряжения <?xml version="1.0"?>
теряется на резисторе <?xml version="1.0"?>
, оставшаяся часть приложена к нагрузке:

<?xml version="1.0"?>

Наибольший ток через стабилитрон <?xml version="1.0"?>
протекает при <?xml version="1.0"?>

<?xml version="1.0"?>

Наименьший ток через стабилитрон <?xml version="1.0"?>
протекает при <?xml version="1.0"?>

<?xml version="1.0"?>

При обеспечении условий <?xml version="1.0"?>
где <?xml version="1.0"?>
- токи стабилитрона, ограничивающие участок стабилизации, напряжение на нагрузке стабильно и равно <?xml version="1.0"?>
. Из (5.15) <?xml version="1.0"?>

При увеличении <?xml version="1.0"?>
растет ток <?xml version="1.0"?>
, увеличивается падение напряжения на <?xml version="1.0"?>
При увеличении сопротивления нагрузки <?xml version="1.0"?>
уменьшается ток нагрузки, растет на то же значение ток через стабилитрон, падения напряжения на <?xml version="1.0"?>
и на нагрузке остаются неизменными.

Для нахождения <?xml version="1.0"?>
построим схему замещения стабилизатора рис. 5.10, а для приращений. Нелинейный элемент работает на участке стабилизации, где его сопротивление переменному току <?xml version="1.0"?>
является параметром прибора. Схема замещения стабилизатора приведена па рис. 5.10, б. Из схемы замещения получаем

<?xml version="1.0"?>

Учитывая, что в стабилизаторе <?xml version="1.0"?>
имеем

<?xml version="1.0"?>

Для нахождения <?xml version="1.0"?>
, так же как и при расчете параметров усилителей (см. § 2.3), воспользуемся теоремой об эквивалентном генераторе и положим <?xml version="1.0"?>
тогда сопротивление на выходе стабилизатора

<?xml version="1.0"?>

Выражения (5.16), (5.17) показывают, что параметры стабилизатора определяются параметрами используемого полупроводникового стабилитрона (или другого прибора). Обычно для параметрических стабилизаторов <?xml version="1.0"?>
не более 20-40, а <?xml version="1.0"?>
лежит в пределах от нескольких ом до нескольких сот ом.

В ряде случаев такие показатели оказываются недостаточными, тогда применяют компенсационные стабилизаторы. На рис. 5.11 Рис. 5.11. Простейшая схема компенсационного стабилизатора с ОУ приведена одна из простейших схем компенсационных стабилизаторов, в котором нагрузка подключена к источнику входного напряжения через регулирующий нелинейный элемент, транзистор V. На базу транзистора через ОУ подается сигнал ОС. На вход ОУ поступают напряжения с высокоомного резистивного делителя <?xml version="1.0"?>
и эталонное (опорное) напряжение <?xml version="1.0"?>
.

Рассмотрим работу стабилизатора. Предположим, что увеличилось напряжение <?xml version="1.0"?>
, вслед за ним возрастает и <?xml version="1.0"?>
. При этом на инвертирующий вход ОУ подается положительное приращение напряжения <?xml version="1.0"?>
а на выходе ОУ возникает отрицательное приращение напряжения <?xml version="1.0"?>
. К управляющему эмиттерному переходу транзистора V приложена разность базового и эмиттерного напряжений <?xml version="1.0"?>
В рассматриваемом нами режиме <?xml version="1.0"?>
ток транзистора V уменьшается и напряжение <?xml version="1.0"?>
снижается почти до первоначального значения. Аналогично будет отработано изменение <?xml version="1.0"?>
при увеличении или уменьшении <?xml version="1.0"?>
: изменится <?xml version="1.0"?>
, возникнет <?xml version="1.0"?>
соответствующего знака, изменится ток транзистора <?xml version="1.0"?>
.

В § 2.9 было отмечено, что напряжение между входами ОУ практически равно нулю. В стабилизаторе работа контура ОС поддерживает равенство нулю разности <?xml version="1.0"?>
Чем выше коэффициент усиления ОУ, тем точнее выполняется это равенство, тем выше коэффициент стабилизации <?xml version="1.0"?>
(он может достигать <?xml version="1.0"?>
и выше) и тем ниже <?xml version="1.0"?>

В качестве источника опорного напряжения в компенсационном стабилизаторе используют схему параметрического стабилизатора на полупроводниковом стабилитроне (см. рис. 5.11). Стабильность <?xml version="1.0"?>
очень высока, так как в процессе работы режим работы стабилитрона практически не изменяется и ток через него стабилен.

Компенсационные стабилизаторы напряжения выпускаются в виде ИМС, которые включают в себя регулирующий нелинейный элемент, транзистор V, ОУ и цепи, связывающие нагрузку с его входом.

На рис. 5.10, в показана внешняя характеристика источника питания со стабилизатором, ее рабочий участок ограничен значениями тока <?xml version="1.0"?>

Миниатюризация электронной аппаратуры потребовала создания малогабаритных источников питания. Большие габариты и масса рассмотренных выше источников питания обусловлены в основном трансформатором и дросселями фильтров, которые рассчитаны на работу при низкой частоте.

В схеме источника питания с бестрансформаторным входом (рис. 5.12 Рис. 5.12. Источник питания с многократным преобразованием энергии (упрощенная схема)) вентильный комплект ВК1 подключен непосредственно к сети, для сглаживания пульсации используется С-фильтр. Низкоомный резистор r может быть включен для ограничения амплитуды тока в диодах ВК1.

Полученное выпрямленное напряжение <?xml version="1.0"?>
поступает на преобразователь напряжения (коммутатор полярности), собранный на транзисторах V1-V4. В течение полупериода высокой частоты подаются управляющие токи на базы V1 и V4 (устройство управления для формирования базовых токов V1-V4 на рис. 5.12 не показано), транзисторы насыщаются и к первичной обмотке высокочастотного трансформатора <?xml version="1.0"?>
прикладывается напряжение <?xml version="1.0"?>
с полярностью, указанной на рисунке без скобок. В течение второго полупериода подают базовый ток и насыщают транзисторы V2 и V3, к обмотке <?xml version="1.0"?>
приложено напряжение <?xml version="1.0"?>
с полярностью, показанной на рисунке в скобках. Частота переключения транзисторного коммутатора полярности выбирается порядка <?xml version="1.0"?>
Гц и выше. Прямоугольное напряжение на первичной обмотке <?xml version="1.0"?>
трансформируется во вторичную цепь, выпрямляется вентильным комплектом ВК2 и сглаживается фильтром <?xml version="1.0"?>
. Масса и габариты трансформатора и фильтра <?xml version="1.0"?>
малы, так как в данном случае они рассчитаны на работу на высокой частоте.

Недостатками рассмотренной схемы являются снижение КПД из-за увеличения потерь при многократном преобразовании электрической энергии и повышение стоимости, обусловленное применением в коммутаторе полярности высоковольтных транзисторов, которые должны выдерживать напряжение <?xml version="1.0"?>
. Несмотря на это, большой выигрыш в массе и габаритах делает рассмотренную схему особенно привлекательной в миниатюрной автономной и переносной аппаратуре.

5.1. По каким соотношениям рассчитываются действующие и средние значения несинусоидальных токов и напряжений?

5.2. Нарисовать временные диаграммы и вычислить интегралы, связывающие напряжения <?xml version="1.0"?>
в нулевой и мостовой схемах с активной нагрузкой.

5.3. Как и почему изменяется форма токов в схемах выпрямление при подключении С, L и LC-фильтров?

5.4. Выразить напряжение на выходе выпрямителя в режиме холостого хода при работе на активную нагрузку с С-, LC и L-фильтрами через напряжение <?xml version="1.0"?>
.

5.5. Объяснить наклон внешней характеристики маломощного выпрямителя при работе на активную нагрузку и с фильтрами С, LC и L.

5.6. Почему при работе на С-фильтр необходимо производить анализ процессов а вентильном комплекте и фильтре совместно, а при работе на L и LC-филиры процессы в этих цепях рассматриваются раздельно?

5.7. Изменятся ли и во сколько раз величины <?xml version="1.0"?>
в мостовом выпрямителе с активной нагрузкой при включении сглаживающего дросселя без потерь?

5.8. Определить <?xml version="1.0"?>
стабилитрона в параметрическом стабилизаторе при <?xml version="1.0"?>
= 5 мА.

5.9. При подключении к однофазному мостовому выпрямителю активной нагрузки <?xml version="1.0"?>
= 100 Ом напряжение <?xml version="1.0"?>
Как изменится U у при подключении сглаживающего дросселя, если <?xml version="1.0"?>
= 10 Ом? Принять <?xml version="1.0"?>
= 0.

5.10. На какое напряжение и ток выбрать диоды в мостовой схеме выпрямления с L-фильтром, если <?xml version="1.0"?>
= 200 В, <?xml version="1.0"?>
= 1 А?

© Центр дистанционного образования МГУП