Московский государственный университет печати

Горбачев Г.Н., Чаплыгин Е.Е.


         

Промышленная электроника

Учебник для вузов


Горбачев Г.Н., Чаплыгин Е.Е.
Промышленная электроника
Начало
Печатный оригинал
Об электронном издании
Оглавление

Предисловие

Введение

1.

Полупроводниковые и микроэлектронные приборы

1.1.

Электропроводность полупроводников

1.2.

Процессы в электронно-дырочном переходе

1.3.

Полупроводниковые диоды

1.4.

Биполярные транзисторы

1.5.

Характеристики и параметры биполярных транзисторов

1.6.

Полевые транзисторы

1.6.1.

Полевые транзисторы с р-n переходом

1.6.2.

Полевые транзисторы МДП-типа

1.7.

Тиристоры

1.8.

Параметры и разновидности тиристоров

1.9.

Интегральные микросхемы

1.10.

Полупроводниковые оптоэлектронные приборы

1.11.

Контрольные вопросы и задачи

2.

Транзисторные усилители

2.1.

Передаточная характеристика усилительного каскада

2.2.

Режим покоя в каскаде с общим эмиттером

2.3.

Обратные связи. Стабилизация режима покоя

2.3.1.

Схема замещения и основные показатели каскада с ОЭ

2.4.

Виды связей и дрейф нуля в усилителях постоянного тока

2.5.

Дифференциальный каскад

2.6.

Каскад с общим коллектором

2.7.

Каскад с общим истоком

2.8.

Операционный усилитель

2.9.

Неинвертирующий операционный усилитель с обратной связью

2.10.

Инвертирующий операционный усилитель с обратной связью

2.11.

Операционные схемы

2.12.

Компенсация входных токов и напряжения смещения нуля

2.13.

Частотные свойства и самовозбуждение усилителей

2.14.

Избирательные усилители и генераторы синусоидальных колебаний

2.15.

Усилители с емкостной связью

2.16.

Каскады усиления мощности

2.16.1.

Каскад усиления мощности класса А

2.16.2.

Однотактный каскад класса В

2.16.3.

Двухтактный каскад усиления мощности класса В

2.17.

Контрольные вопросы и задачи

3.

Импульсные устройства

3.1.

Преимущества передачи информации в виде импульсов

3.2.

Ключевой режим транзистора

3.3.

Нелинейный режим работы операционного усилителя. Компараторы

3.4.

Преобразование импульсных сигналов с помощью RС-цепей

3.4.1.

Дифференцирующие (или укорачивающие) цепи

3.4.2.

Интегрирующие цепи

3.5.

Мультивибратор на операционном усилителе

3.6.

Одновибратор на операционном усилителе

3.7.

Генераторы линейно изменяющихся напряжении

3.8.

Магнитно-транзисторные генераторы

3.9.

Контрольные вопросы и задачи

4.

Логические и цифровые устройства

5.

Маломощные выпрямители однофазного тока

5.1.

Структура источника питания

5.2.

Однофазные выпрямители с активной нагрузкой

5.3.

Однофазные выпрямители с активно-индуктивной нагрузкой

5.4.

Фильтры маломощных выпрямителей

5.5.

Особенности работы и расчета выпрямителя с емкостным фильтром

5.6.

Внешние характеристики маломощных выпрямителей

5.7.

Стабилизаторы напряжения

5.8.

Источники питания с многократным преобразованием энергии

5.9.

Контрольные вопросы и задачи

6.

Ведомые сетью преобразователи средней и большой мощности

6.1.

Применение вентильных преобразователей в энергетике и электротехнике

6.2.

Однофазный управляемый выпрямитель

6.3.

Однофазный ведомый сетью инвертор

6.4.

Трехфазный нулевой выпрямитель

6.5.

Трёхфазный мостовой выпрямитель

6.6.

Составные многофазные схемы выпрямления

6.7.

Реверсивные выпрямители и непосредственные преобразователи частоты

6.8.

Регулируемые преобразователи переменного напряжения

6.9.

Контрольные вопросы и задачи

7.

Влияние вентильных преобразователей на питающую сеть

7.1.

Коэффициент мощности вентильных преобразователей

7.2.

Вентильные преобразователи с повышенным коэффициентом мощности

7.3.

Источники реактивной мощности

7.4.

Контрольные вопросы и задачи

8.

Системы управления вентильными преобразователями

8.1.

Функции и структура систем управления

8.2.

Фазосмещающие устройства (ФСУ)

8.3.

Многоканальные системы управления

8.4.

Одноканальные системы управления

8.5.

Контрольные вопросы и задачи

9.

Автономные вентильные преобразователи

9.1.

Способы регулирования постоянного напряжения

9.2.

Узлы коммутации однооперационных тиристоров

9.3.

Инверторы напряжения

9.4.

Инверторы тока

9.5.

Резонансные инверторы

9.6.

Контрольные вопросы и задачи

10.

Список литературы

Указатели
12   предметный указатель
148   указатель иллюстраций
Рис. 7.1. Схема и кривые тока, напряжения и мгновенной мощности при работе источника (сети) переменного напряжения на активную нагрузку Рис. 7.2. Схема и кривые тока, напряжения и мгновенной мощности при работе источника (сети) переменного напряжения на активно-индуктивную нагрузку Рис. 7.3. Схема и кривые тока, напряжения и мгновенной мощности при работе источника (сети) переменного напряжения на неуправляемый выпрямитель Рис. 7.4. Схема и кривые тока и напряжения при работе источника переменного напряжения на управляемый выпрямитель Рис. 7.5 Рис. 7.6. Однофазный выпрямитель с нулевым вентилем: а - схема; б, в - временные диаграммы напряжений и токов Рис. 7.7. Двухмостовой несимметричный выпрямитель: а - схема; б-г - временные диаграммы токов, потребляемых из сети Pис. 7.8. Четырехмостовой несимметричный выпрямитель Рис. 7.9. Выпрямитель с искусственной коммутацией вентилей: а - упрощенная схема; б, в - временные диаграммы токов и напряжений Рис. 7.10. Подключение к вентильному преобразователю компенсирующих конденсаторов (а) и векторная диаграмма токов и напряжений (б) Рис. 7.11. Схема подключения фильтрокомпенсирующего устройства Рис. 7.12. Регулируемый источник реактивной мощности (а), временные диаграммы токов и напряжении в регулируемом преобразователе переменного напряжения с индуктивной нагрузкой (б, в, г) и зависимость реактивной мощности от угла управления (д)

Во многих электрических сетях и системах вентильные преобразователи являются одним из основных видов нагрузки. Преобразователь является для сети нелинейной нагрузкой, и его работа оказывает влияние на режимы работы сети, особенно если мощности преобразователя и сети соизмеримы. Поэтому при проектировании как электрических сетей, так и вентильных преобразователей необходимо учитывать влияние преобразователей на питающую сеть. Только в этом случае создаются установки с высокими технико-экономическими показателями. Данный вопрос привлекает большое внимание как специалистов в области электроэнергетики и электротехники, так и разработчиков преобразовательных устройств и требует их совместной работы.

В общем виде вентильный преобразователь как нагрузка сети может быть охарактеризован коэффициентом мощности:

<?xml version="1.0"?>

где Р - активная мощность, потребляемая преобразователем из сети; <?xml version="1.0"?>
- кажущаяся или полная мощность, потребляемая из сети; <?xml version="1.0"?>
- действующие значения напряжения сети и потребляемого тока.

Активная мощность<?xml version="1.0"?>
- активная мощность нагрузки, характеризующая полезный эффект преобразования энергии; <?xml version="1.0"?>
- мощность потерь в преобразователе. Иначе можно записать <?xml version="1.0"?>
- КПД преобразователя. Поскольку КПД преобразователя обычно высок, <?xml version="1.0"?>

Кажущаяся мощность S определяется действующими значениями напряжения и тока в питающей сети. Высокие значения S требуют увеличения установленной мощности сети, в том числе трансформаторного оборудования, увеличения сечения проводов, повышения прочности изоляции. Поэтому при создании вентильных преобразователей ставится задача повышения их коэффициента мощности в пределе до значения <?xml version="1.0"?>
= 1.

Все сказанное выше относится не только к вентильным преобразователям, но и к любым другим нагрузочным элементам электрических сетей. Для выявления особенностей вентильных преобразователей как нелинейной нагрузки сети сопоставим процессы энергообмена нагрузки и сети для линейных нагрузок и вентильных преобразователей.

При работе на активную линейную нагрузку (рис. 7.1, а Рис. 7.1. Схема и кривые тока, напряжения и мгновенной мощности при работе источника (сети) переменного напряжения на активную нагрузку) ток <?xml version="1.0"?>
и напряжение <?xml version="1.0"?>
синфазны, их полярность совпадает в любой момент времени и энергия постоянно передается из сети в нагрузку (рис. 7.1, б). Кривая мгновенной мощности <?xml version="1.0"?>
(рис. 7.1, в) однополярна.

Активная мощность по определению, известному из курса ТОЭ,

<?xml version="1.0"?>

где Е - период повторения, следовательно,

<?xml version="1.0"?>

таким образом, Р = S, а коэффициент мощности <?xml version="1.0"?>
= 1.

При работе на активно-индуктивную нагрузку (рис. 7.2, а Рис. 7.2. Схема и кривые тока, напряжения и мгновенной мощности при работе источника (сети) переменного напряжения на активно-индуктивную нагрузку) в кривых напряжения <?xml version="1.0"?>
и тока <?xml version="1.0"?>
(рис. 7.2, б) можно выделить интервалы <?xml version="1.0"?>
когда полярность напряжения и тока совпадают, энергия передается из сети в нагрузку, значения мгновенной мощности <?xml version="1.0"?>
(рис. 7.2, в) на этих интервалах положительны. На интервалах <?xml version="1.0"?>
полярности напряжения тока противоположны, нагрузка возвращает энергию в сеть, значения мгновенной мощности на этих интервалах отрицательны (рис. 7.2, б). Активную мощность можно определить по выражению (7.2) при подстановке <?xml version="1.0"?>

Для уяснения физических процессов рассмотрим эту операцию подробнее, для этого представим ток <?xml version="1.0"?>
в виде суммы двух составляющих: тока <?xml version="1.0"?>
, синфазного напряжению <?xml version="1.0"?>
, и тока, отстающего от напряжения <?xml version="1.0"?>
на угол <?xml version="1.0"?>
(рис. 7.2, г):

<?xml version="1.0"?>

Кривая мгновенной мощности <?xml version="1.0"?>
также может быть представлена в виде суммы

<?xml version="1.0"?>

Кривые <?xml version="1.0"?>
приведены на рис. 7.2, д и е.

Найдем активную мощность по (7,2) с учетом (7.3):

<?xml version="1.0"?>

Результат интегрирования второго слагаемого равен нулю, так как кривая <?xml version="1.0"?>
не имеет постоянной составляющей и характеризует бесполезный обмен энергией межу сетью и нагрузкой. Таким образом,

<?xml version="1.0"?>

т.е. передача в нагрузку активной мощности обусловлена только синфазной составляющей тока <?xml version="1.0"?>
. В соответствии с (7.1)

<?xml version="1.0"?>

Нагрузка потребляет от сети не только активную, но и реактивную мощность:

<?xml version="1.0"?>

Рассмотрим теперь работу сети на нелинейную нагрузку. На рис. 7.3, а Рис. 7.3. Схема и кривые тока, напряжения и мгновенной мощности при работе источника (сети) переменного напряжения на неуправляемый выпрямитель показано подключение к сети неуправляемого однофазного выпрямителя с RL-нагрузкой. Полагаем, что индуктивность в цепи нагрузки выпрямителя велика, пренебрегаем коммутационными процессами в вентильном комплекте. На рис. 7.3, б показаны кривые напряжения сети <?xml version="1.0"?>
и потребляемого выпрямителем тока <?xml version="1.0"?>
, имеющего форму разнополярных прямоугольных импульсов. Для нахождения активной мощности в этой схеме достаточно воспользоваться выражением (7.2), однако для рассмотрения физических процессов энергообмена между сетью и нагрузкой, представим ток <?xml version="1.0"?>
в виде разложения в ряд Фурье:

<?xml version="1.0"?>

где <?xml version="1.0"?>
- действующее значений k-й гармоники тока <?xml version="1.0"?>
.

На рис. 7.3, в показана 1-я гармоника тока, потребляемого выпрямителем из сети, <?xml version="1.0"?>
а на рис. 7.3, г - сумма высших гармонических составляющих того же тока <?xml version="1.0"?>
Кривая мгновенной мощности также может быть разделена на два слагаемых:

<?xml version="1.0"?>

Указанные составляющие кривой мгновенной мощности представлены на рис. 7.3, д и е.

Найдем активную мощность по (7.2), учитывая (7.5):

<?xml version="1.0"?>

Результат интегрирования второго слагаемого равен нулю, так как кривая <?xml version="1.0"?>
не имеет постоянной составляющей и также характеризует бесполезный обмен энергией между сетью и нагрузкой. Таким образом,

<?xml version="1.0"?>

где <?xml version="1.0"?>
- отношение действующего значения 1-й гармоники тока <?xml version="1.0"?>
к действующему значению тока <?xml version="1.0"?>
называется коэффициентом искажения тока<?xml version="1.0"?>
.

Коэффициент мощности неуправляемого выпрямителя в соответствии с (7.1)

<?xml version="1.0"?>

Таким образом, передача в нагрузку активной мощности обусловлена только 1-й гармоникой тока <?xml version="1.0"?>
, высшие гармонические составляющие вызывают лишь бесполезный об мен энергией между сетью и нагрузкой. Кажущаяся мощность при работе сети на неуправляемый выпрямитель может быть представлена в виде

<?xml version="1.0"?>

где <?xml version="1.0"?>
- мощность искажения.

Так же как и реактивная мощность, мощность искажения вызывает снижение <?xml version="1.0"?>
, нежелательные результаты этого снижения были перечислены выше. Кроме того, при работе преобразователя от сети соизмеримой мощности возникают дополнительные отрицательные эффекты, вызванные искажением тока, потребляемого вентильными преобразователями. Несинусоидальные токи преобразователей создают на внутреннем сопротивлении сети ограниченно) мощности несинусоидальное падение напряжения, вызывая искажение кривой питающего напряжения.

Несинусоидальность напряжения сети оказывает неблагоприятное влияние на работу многих потребителей энергии: увеличиваются потери в электрических машинах, трансформаторах и сетях, повышается нагрев токоведущих частей и износ изоляции, снижается надежность работы устройств автоматики и релейной защиты, ухудшается работа связи. Поэтому ГОСТ 13109-67 ограничивает возможную несинусоидальность кривой напряжения сети. Способы снижения вредного влияния вентильных преобразователей на качество электрической энергии рассмотрены в § 7.3.

Продолжая рассмотрение коэффициента мощности вентильных преобразователей, обратимся к наиболее общему случаю и рассмотрим работу управляемого вентильного преобразователя с RL-нагрузкой (по-прежнему полагаем, что индуктивность в цепи нагрузки выпрямителя велика). Схема приведена на рис. 7.4, а Рис. 7.4. Схема и кривые тока и напряжения при работе источника переменного напряжения на управляемый выпрямитель, а на рис. 7.4, б представлены кривые напряжения <?xml version="1.0"?>
и тока <?xml version="1.0"?>
, потребляемого однофазным выпрямителем из сети. Ток <?xml version="1.0"?>
имеет несинусоидальную форму, его 1-я гармоника (рис. 7.4, б) сдвинута относительно напряжения <?xml version="1.0"?>
на угол <?xml version="1.0"?>
- угол управления выпрямителя; <?xml version="1.0"?>
- угол коммутации. Для нахождения активной мощности, потребляемой преобразователем, воспользуемся (7.2). Ранее мы установили, что активная мощность передается в нагрузку только синфазной составляющей 1-й гармоники потребляемого тока:

<?xml version="1.0"?>

Следовательно, коэффициент мощности управляемого выпрямителя

<?xml version="1.0"?>

где первый сомножитель характеризует несинусоидальность потребляемого тока, а второй - фазовый сдвиг 1-й гармоники тока <?xml version="1.0"?>
. Кажущаяся мощность

<?xml version="1.0"?>

т.е. вентильные преобразователи потребляют из сети наряду с активной мощностью реактивную мощность по 1-й гармонике и мощность искажения.

Коэффициент мощности вентильного преобразователя зависит от его схемы, характера нагрузки и режима работы. В наиболее типичном для выпрямителя режиме работы на RL-нагрузку при непрерывности выходного тока и при любом числе фаз выпрямителя m выходное напряжение определяется выражением (6.2)

<?xml version="1.0"?>

при выводе которого не учитывались коммутационные процессы (<?xml version="1.0"?>
= 0). При этом

<?xml version="1.0"?>

Зависимость <?xml version="1.0"?>
приведена на рис. 7.5 Рис. 7.5 (кривая 1) (Зависимость <?xml version="1.0"?>
для выпрямителя без нулевого вентиля (1), однофазного выпрямителя с нулевым вентилем и несимметричного двухмостового (2) и четырехмостового (3) выпрямителей). Эта зависимость показывает, что при регулировании выходного напряжения выпрямителя <?xml version="1.0"?>
коэффициент мощности выпрямителя сильно снижается, что обусловлено ростом угла управления и реактивной мощности, потребляемой преобразователем. Низкое значение коэффициента мощности и его зависимость от режима работы являются серьезными недостатками выпрямителей с фазовым управлением: возможности устранения этих недостатков рассмотрены в § 7.2, 7.3.

Значение коэффициента мощности преобразователя зависит также от коэффициента несинусоидалыюсти тока v. В режиме непрерывного тока нагрузки кривые потребляемого тока для различных выпрямительных схем имеют форму, показанную на рис. 6.2, в; 6.9, б; 6.11, б; 6.15, б и 6.17. Разложение в ряд Фурье первичного тока выпрямителей с различным числом фаз m позволяет найти значения v для этих выпрямителей. Результаты расчетов, выполненных без учета процессов коммутации, приведены в табл. 7.1.

New Page 2

Таблица 7.1. Коэффициент искажений v первичного тока выпрямителей с различным числом m

Схема выпрямителя

№ рисунков Пульсность m Коэффициент несинусоидальности v
Однофазная нулевая 6.1, а 2 0,9
Однофазная мостовая 5.4, а 2 0,9
Трехфазная нулевая 6.9, а 3 0,83
Трехфазная мостовая 6.11, а 6 0,955
Двойная трехфазная с уравнительным реактором 6.15, а 6 0,9565
Двенадцатипульсная 6.16, а 12 0,9886

"

6.16, б 12 0,9886

При увеличении числа пульсации на периоде частоты сети в кривой выходного напряжения выпрямителей, равного числу m, улучшается гармонический состав потребляемого от сети тока и растет v. Это является преимуществом многофазных преобразователей.

Коэффициент мощности ведомых сетью инверторов может быть найден по (7.7). Поскольку в инверторном режиме <?xml version="1.0"?>
то расчет по (7.7) при подстановке <?xml version="1.0"?>
дает отрицательное значение <?xml version="1.0"?>
. Это объясняется тем, что активная мощность не потребляется, а отдается вентильным преобразователем в сеть; обычно знак "-" в (7.7) для инверторов не учитывается.

Коэффициент мощности ВП других типов определяется по тон же методике, что и для выпрямителей. Для расчета необходимо проанализировать гармонический состав кривой тока, потребляемого от сети, и рассчитать действующее значение его первой гармоники. Это позволяет найти коэффициент искажений v. Фазовый сдвиг 1-й гармоники тока относительно напряжения сети позволяет найти <?xml version="1.0"?>

Определим коэффициент мощности регулируемых преобразователей переменного напряжения, рассмотренных в § 6.8. Анализ ограничим случаем активной нагрузки преобразователя. При широтно-импульсном регулировании напряжения <?xml version="1.0"?>
активная мощность нагрузки

<?xml version="1.0"?>

где <?xml version="1.0"?>
- действующее значение тока, потребляемого от сети и протекающего через цепь нагрузки.

Пренебрегаем активными потерями в преобразователе, тогда <?xml version="1.0"?>
и

<?xml version="1.0"?>

На рис. 6.20, б представлена форма <?xml version="1.0"?>
, форма тока <?xml version="1.0"?>
повторяет напряжение. Вследствие активного характера нагрузки фазовый сдвиг тока относительно напряжения сети отсутствует, <?xml version="1.0"?>
реактивную мощность преобразователь не потребляет. Потребляемый от сети ток <?xml version="1.0"?>
несинусоидален, его кривая содержит гармонические составляющие с частотой ниже частоты сети, низшая из этих гармоник имеет частоту f = 1/T, где Т - период повторения кривой <?xml version="1.0"?>
(см. рис. 6.20, б). Таким образом, мощность искажения при широтном импульсном регулировании обусловлена наличием низкочастотных составляющих в спектре тока <?xml version="1.0"?>
. Эти искажения кривой тока вызывают снижение коэффициента мощности v = <?xml version="1.0"?>
.

При фазовом управлении преобразователем переменного напряжения активная мощность нагрузки определяется формулой (7.8), а коэффициент мощности при тех же допущениях находится по (7-9). Однако составляющие коэффициента мощности теперь иные. Кривая <?xml version="1.0"?>
(t) (см. рис. 6.20, в) сдвинута относительно напряжения на некоторый угол, зависящий от угла управления <?xml version="1.0"?>
, поэтому <?xml version="1.0"?>
и преобразователь потребляет из сети реактивную мощность. Несинусоидальность тока <?xml version="1.0"?>
вызывает потребление мощности искажения, <?xml version="1.0"?>

Нахождение коэффициента мощности регулируемых преобразователей при работе на активно-индуктивную нагрузку требует проведения более сложных расчетов по методике, изложенной выше.

В § 7.1 установлено, что управляемые вентильные преобразователи известных нам типов обладают весьма низкими значениями коэффициента мощности, особенно при глубоком регулировании выходного напряжения. Стремление к устранению этого недостатка привело к разработке большого числа преобразователей с повышенным коэффициентом мощности. Для того чтобы достичь предельного значения <?xml version="1.0"?>
= 1, необходимо создать вентильный преобразователь, потребляющий от сети ток синусоидальной формы, синфазный с напряжением сети. В полном виде такая задача до настоящего времени неразрешима, однако ряд современных разработок обеспечивает получение весьма высоких значений коэффициента мощности. Существующие преобразователи с повышенным коэффициентом мощности можно разделить на два класса:

  1. с естественной коммутацией вентилей;
  2. на полностью управляемых вентилях или с искусственной коммутацией однооперационных тиристоров.

Из числа преобразователей с естественной коммутацией вентилей рассмотрим выпрямитель с нулевым вентилемВыпрямитель с нулевым вентилем. Однофазная мостовая схема выпрямителя с нулевым (шунтирующим) вентилем приведена на рис. 7.6, а Рис. 7.6. Однофазный выпрямитель с нулевым вентилем: а - схема; б, в - временные диаграммы напряжений и токов, на рис. 7.6, б, в приведены временные диаграммы напряжений и токов выпрямителя (полагаем <?xml version="1.0"?>
большой). В момент <?xml version="1.0"?>
подаются управляющие импульсы на тиристоры V1 и V2, ток протекает через нагрузку, и к нагрузке приложено напряжение <?xml version="1.0"?>
, при этом полярность <?xml version="1.0"?>
и направление <?xml version="1.0"?>
совпадают, следовательно, энергия передается от сети в нагрузку. Диод <?xml version="1.0"?>
заперт приложенным к нему напряжением <?xml version="1.0"?>
. На этом этапе процессы в схеме развиваются, как и в обычном выпрямителе.

В момент <?xml version="1.0"?>
полярность напряжения <?xml version="1.0"?>
изменяется и открывается шунтирующий диод <?xml version="1.0"?>
. Ток нагрузки замыкается через диод <?xml version="1.0"?>
и энергия, накопленная в индуктивности, рассеивается на сопротивлении <?xml version="1.0"?>
. При включении диода <?xml version="1.0"?>
ток через тиристоры V1 и V2 прекращается и <?xml version="1.0"?>
В момент <?xml version="1.0"?>
включаются тиристоры V3 и V4 и процессы в схеме повторяются.

Таким образом, первичный ток <?xml version="1.0"?>
прерывается при перемене знака напряжения <?xml version="1.0"?>
. Фазовый сдвиг 1-й гармоники тока (показана на рис. 7.6, б пунктиром) относительно напряжения сети <?xml version="1.0"?>
равен <?xml version="1.0"?>
т.е. меньше значения <?xml version="1.0"?>
в обычном выпрямителе при том же угле управления.

Кривая выходного напряжения выпрямителя <?xml version="1.0"?>
имеет такой же вид, как при работе выпрямителя на активную нагрузку, и не содержит участков с отрицательным напряжением. Среднее значение

<?xml version="1.0"?>

что соответствует (6.1). Зависимость <?xml version="1.0"?>
для однофазного выпрямителя с нулевым вентилем приведена на рис. 7.5 (кривая 2). Уменьшение длительности протекания тока <?xml version="1.0"?>
уменьшает угол сдвига <?xml version="1.0"?>
, при этом cos<?xml version="1.0"?>
и <?xml version="1.0"?>
повышаютсяПредлагаем читателю самостоятельно убедиться, что аналогичные результаты можно получить в схеме рис. 5.4, а, в которой V1 и V3 - тиристоры, а V2 и V4 - диоды..

В многофазных схемах выпрямления повышение <?xml version="1.0"?>
достигается в многомостовых несимметричных схемах. На рис. 7.7, а Рис. 7.7. Двухмостовой несимметричный выпрямитель: а - схема; б-г - временные диаграммы токов, потребляемых из сети представлена схема двухмостового выпрямителя.

Первый из вентильных комплектов BK1 собран на тиристоpax, второй ВК2 - на диодах. Выходное напряжение выпрямителя является суммой выходных ЭДС ВК1 и ВК2; его среднее значение с учетом (6.2) равно

<?xml version="1.0"?>

где <?xml version="1.0"?>
находится по (6.9).

Потребляемый из сети ток <?xml version="1.0"?>
является суммой двух токов: тока <?xml version="1.0"?>
, потребляемого управляемым комплектом ВК1, 1-я гармоника которого сдвинута относительно напряжения <?xml version="1.0"?>
на угол <?xml version="1.0"?>
(рис. 7.7, б) и тока неуправляемого комплекта ВК2 <?xml version="1.0"?>
, 1-я гармоника которого синфазна напряжению <?xml version="1.0"?>
(рис. 7.7, в) (длительность коммутационных процессов считаем равной нулю). Результирующий ток, потребляемый двухмостовым выпрямителем из сети, показан на рис. 7.7, г, фазовый сдвиг его 1-й гармоники относительно напряжения <?xml version="1.0"?>
Зависимость <?xml version="1.0"?>
для схемы рис. 7.7, а приведена на рис. 7.5 (кривая 2) и показывает, что в схеме достигается такое же повышение коэффициента мощности, как и в однофазной схеме с нулевым вентилем рис. 7.6, а.

На рис. 7.8 Pис. 7.8. Четырехмостовой несимметричный выпрямитель приведена схема четырехмостового несимметричного выпрямителя, выходное напряжение которого равно сумме выходных напряжений четырех вентильных комплектов: управляемых ВК1 и ВК3 и неуправляемых ВК2 и BК4. На ВК1 подают управляющие импульсы с углом управления <?xml version="1.0"?>
, а на ВК3 - с углом управления <?xml version="1.0"?>
. Среднее значение выходной ЭДС четырехмостового выпрямителя равно с учетом (6.2)

<?xml version="1.0"?>

Ток, потребляемый преобразователем из сети, состоит из суммы токов, потребляемых четырьмя вентильными комплектами, при этом токи, потребляемые ВК2 и ВК4, не имеют фазового сдвига относительно напряжения, а токи ВК1 и ВКЗ сдвинуты на углы <?xml version="1.0"?>
соответственно.

При <?xml version="1.0"?>
выходное напряжение регулируется путем изменения угла управления BK1 <?xml version="1.0"?>
, а угол управления ВК3 <?xml version="1.0"?>
= 0. Фазовый сдвиг основной гармоники тока, потребляемого четырехмостовым выпрямителем из сети, вызван фазовым сдвигом тока ВК1 на угол <?xml version="1.0"?>
Путем несложных вычислений можно получить

<?xml version="1.0"?>

При <?xml version="1.0"?>
выходное напряжение выпрямителя регулируется с помощью изменения угла управления ВК3 <?xml version="1.0"?>
, угол управления ВК1 <?xml version="1.0"?>
(при пренебрежении коммутационными процессами и рассмотрении идеальных вентилей <?xml version="1.0"?>
Фазовый сдвиг основной гармоники тока, потребляемого четырехмостовым преобразователем из сети, равен в этом режиме <?xml version="1.0"?>

На рис. 7.5 (кривая 3) представлена зависимость <?xml version="1.0"?>
для четырехмостовой схемы выпрямителя рис. 7.8, которая показывает, что этот выпрямитель обладает повышенными значениями коэффициента мощности.

Повышение коэффициента мощности с помощью многомостовых несимметричных выпрямителей широко применяется при использовании преобразователей большой мощности, где оправдано использование составных схем выпрямления (см. § 6.6). Разработано большое число подобных преобразователей и режимов управления ими. Достоинством подобных способов повышения коэффициента мощности является то, что силовые схемы преобразователей при этом не содержат дополнительных элементов и капитальные затраты на создание таких преобразователей не увеличиваются по сравнению с симметричными преобразователями той же мощности.

Однако в вентильных преобразователях с естественной коммутацией вентилей недостижима полная синфазность основной гармоники потребляемого из сети тока и питающего напряжения, поэтому значения cos<?xml version="1.0"?>
= 1 не могут быть получены. Сохраняется всегда и несинусоидальность тока, потребляемого из сети, хотя при применении многих многомостовых преобразователей значения v весьма близки к 1.

Возможность получения cos<?xml version="1.0"?>
= 1 при симметрии формы тока <?xml version="1.0"?>
относительно напряжения <?xml version="1.0"?>
существует в выпрямителях на полностью управляемых вентилях или в выпрямителях с искусственной коммутацией. Мощность полностью управляемых вентилей (транзисторов, двухоперационных тиристоров) до настоящего времени ограничена, в то же время преобразователи с высоким значением коэффициента мощности нас интересуют главным образом в области больших мощностей, поэтому на практике речь может идти о тиристорных преобразователях с цепями искусственной коммутации. Упрощенная схема трехфазного нулевого выпрямителя с искусственной коммутацией представлена на рис. 7.9, а Рис. 7.9. Выпрямитель с искусственной коммутацией вентилей: а - упрощенная схема; б, в - временные диаграммы токов и напряжений, временные диаграммы показаны на рис. 7.9, б, в. При подаче в момент <?xml version="1.0"?>
отстающий на угол <?xml version="1.0"?>
от момента естественной коммутации, управляющего импульса на тиристор V1 он отпирается и напряжение на выходе выпрямителя <?xml version="1.0"?>
В момент <?xml version="1.0"?>
V1 запирается с помощью специального узла искусственной коммутации УИКПостроение узлов искусственной коммутации рассмотрено в § 9.2., для что в этот момент к тиристору прикладывается обратное напряжение предварительно заряженного конденсатора, входящего в состав УИК. На интервале <?xml version="1.0"?>
за счет энергии, накопленной в индуктивности цепи нагрузки, ток протекает через диод <?xml version="1.0"?>
, и эта энергия рассеивается в сопротивлении <?xml version="1.0"?>
. В момент <?xml version="1.0"?>
включается тиристор V2, который запирается при воздействии УИК. в момент <?xml version="1.0"?>
, и снова включается диод <?xml version="1.0"?>
. На интервале <?xml version="1.0"?>
работает V3. Моменты запирания тиристоров <?xml version="1.0"?>
и т.д. находятся на угол <?xml version="1.0"?>
левее соответствующих точек естественной коммутации, так что кривые токов вентилей, и, следовательно, первичных токов, потребляемых от сети, симметричны относительно синусоиды напряжения <?xml version="1.0"?>
. Вследствие этого cos<?xml version="1.0"?>
= 1 и реактивная мощность по 1-й гармонике вентильным преобразователем не потребляется при любом значении <?xml version="1.0"?>
. Поэтому коэффициент мощности, определяемый лишь несинусоидальностью тока <?xml version="1.0"?>
, высок.

Выходное напряжение выпрямителя рис. 7.9, а

<?xml version="1.0"?>

Таким образом, выпрямители с искусственной коммутацией позволяют повышать коэффициент мощности до высоких значений за счет полного исключения потребления преобразователем реактивной мощности по 1-й гармонике. Это является большим достоинством таких преобразователей, вызвавших к ним повышенный интерес. Большую роль в развитии подобных устройств сыграли работы советских ученых, в том числе работы проф. И.Л. Каганова и И.М. Чиженко, Однако вентильным преобразователям с искусственной коммутацией присущи серьезные недостатки: введение дополнительных элементов значительно увеличивает стоимость и массогабаритные показатели. Создание надежных схем искусственной коммутации на уровне больших мощностей представляет большие трудности. Кроме того, схемы с искусственной коммутацией не обеспечивают синусоидальности потребляемого тока, в связи с чем нельзя достигнуть предельных значений <?xml version="1.0"?>
= 1 и сохраняется зависимость <?xml version="1.0"?>
от режима работы. Поэтому вентильные преобразователи с повышенным коэффициентом мощности и искусственной коммутацией не нашли до настоящего времени широкого применения, хотя продолжающиеся работы демонстрируют заметный прогресс в этом направлении.

В § 7.2 были отмечены трудности, возникающие при создании вентильных преобразователей с высоким коэффициентом мощности. Другим способом повышения коэффициента мощности является применение источников реактивной мощности и фильтрокомпенсирующих устройств, подключение которых ко входу преобразователя позволяет повысить коэффициент мощности схемы. Источники реактивной мощности позволяют повысить коэффициент мощности любых цепей, однако их использование вместе с вентильными преобразователями имеет свою специфику, обусловленную нелинейным характером входного сопротивления и несинусоидальностью входного тока преобразователя, потребляемого из сети.

Источники реактивной мощности могут выполняться различными способами, наибольшее распространение в преобразовательной технике получили конденсаторные (неуправляемые) и тиристорно-конденсаторные (управляемые) источники реактивной мощности.

Рассмотрим возможность повышения коэффициента мощности с помощью источника реактивной мощности, состоящего из так называемых косинусных конденсаторов (рис. 7.10, а Рис. 7.10. Подключение к вентильному преобразователю компенсирующих конденсаторов (а) и векторная диаграмма токов и напряжений (б)). Набор конденсаторов включен параллельно входу преобразователя, поэтому ток i, потребляемый из сети, равен сумме тока преобразователя <?xml version="1.0"?>
и компенсирующего тока <?xml version="1.0"?>
. На рис. 7.10, б представлена векторная диаграмма токов, где вектор <?xml version="1.0"?>
соответствует первой (основной) гармонике тока <?xml version="1.0"?>
. Разложим ток <?xml version="1.0"?>
на его составляющие <?xml version="1.0"?>
(см. § 7.1). Если ток конденсаторов <?xml version="1.0"?>
ток i синфазен питающему напряжению и установка рис. 7.10, а не потребляет из сети реактивную мощность. Реактивная мощность, потребляемая преобразователем в этом случае, компенсируется за счет реактивной мощности, вырабатываемой конденсаторами.

Ток через каждый конденсатор в схеме <?xml version="1.0"?>
Напряжение на конденсаторе <?xml version="1.0"?>
Таким образом,

<?xml version="1.0"?>

При полной компенсации реактивной мощности преобразователя по 1-й гармонике

<?xml version="1.0"?>

Для защиты конденсаторов от перегрева за счет высших гармоник тока, генерируемых преобразователем, в схему введены небольшие индуктивности (показаны на рис. 7.10, а пунктиром).

Выше указывалось, что вентильный преобразователь потребляет от сети реактивную мощность, которая зависит от угла управления <?xml version="1.0"?>
, величины и характера нагрузки. Поскольку реактивная мощность преобразователя изменяется в процессе работы, полная компенсация реактивной мощности в схеме возможна лишь в одном из режимов. В других режимах возможна неполная компенсация реактивной мощности либо генерация в сеть избыточной реактивной мощности. Выбор емкости конденсаторов при этом определяется режимами работы преобразователя и сети, а также экономическими соображениями, поскольку увеличение емкости конденсатора повышает стоимость установки.

С целью снижения уровня высших гармонических составляющих в сети при работе вентильных преобразователей к сети подключают фильтрокомпенсирующие устройства. На рис. 7.11 Рис. 7.11. Схема подключения фильтрокомпенсирующего устройства представлена схема такого устройства, содержащего систему многофазных колебательных LC-контуров с резонансом напряжений. Частота резонанса в каждом из этих контуров соответствует частотам наиболее интенсивных высших гармонических составляющих напряжения сети, обусловленных работой преобразователя (или другой нелинейной нагрузки). В трехфазных системах гармоники, кратные трем, обычно в силу симметрии отсутствуют, и гармоническими составляющими напряжения в сети бывают 5, 7, 11, 13-я и т.д. гармоники. Низшие из них наиболее интенсивны.

Резонансная частота контура <?xml version="1.0"?>
для этого контура выполняется соотношение

<?xml version="1.0"?>

В контуре <?xml version="1.0"?>
резонанс наступает на частоте <?xml version="1.0"?>
поэтому

<?xml version="1.0"?>

При резонансе входное сопротивление каждого из контуров равно нулю (если пренебречь потерями в L и С) и через них замыкаются гармонические составляющие токов, генерируемые преобразователем, минуя питающую сеть. В результате искажения кривой сетевого напряжения резко снижаются.

На частоте сети <?xml version="1.0"?>
сопротивление контуров <?xml version="1.0"?>
имеет емкостный характер и конденсаторы <?xml version="1.0"?>
компенсируют реактивную мощность, потребляемую преобразователем, подобно конденсаторам схемы рис. 7.10, а. За счет этого рассматриваемое фильтрокомпенсирующее устройство не только позволяет снизить искажения формы питающего напряжения в сети, но и уменьшить потребление реактивной мощности по основной гармонике, поэтому это устройство можно считать также источником реактивной мощности.

Поддержание коэффициента мощности на максимальном уровне при изменении реактивной мощности, потребляемой преобразователями, возможно при использовании управляемых конденсаторно-тиристорных, источников реактивной мощности. Схема такого однофазного устройства приведена на рис. 7.12, а Рис. 7.12. Регулируемый источник реактивной мощности (а), временные диаграммы токов и напряжении в регулируемом преобразователе переменного напряжения с индуктивной нагрузкой (б, в, г) и зависимость реактивной мощности от угла управления (д), в трехфазных схемах используются три аналогичные схемы.

Управляемый источник реактивной мощности состоит из знакомых по схеме рис. 7.11 контуров, настроенных на частоты наиболее интенсивных паразитных гармонических составляющих и регулируемого преобразователя переменного напряжения на двух тиристорах V1 и V2 (см. рис. 6.20, а), имеющего нагрузку в виде индуктивности L и часто называемого индуктивно-тиристорным регулятором. Если тиристоры V1 и V2 не отпираются управляющими импульсами, устройство подавляет гармонические искажения напряжения сети на 5-й и 7-й гармониках, а конденсаторы <?xml version="1.0"?>
генерируют реактивную мощность <?xml version="1.0"?>
.

Рассмотрим работу тиристорного преобразователя переменного напряжения на чисто индуктивную нагрузку.

При <?xml version="1.0"?>
и широких управляющих импульсах преобразователь работает в режиме непрерывного тока, когда <?xml version="1.0"?>
и поочередно открыт то один, то другой тиристор. Через индуктивность протекает синусоидальный ток, равный принужденной составляющей (рис. 7.12, б)

<?xml version="1.0"?>

При увеличении <?xml version="1.0"?>
(рис. 7.12, в, г) энергия, накапливаемая на интервале <?xml version="1.0"?>
в индуктивности, уменьшается, при этом уменьшается и интервал, на котором индуктивность отдает энергию в сеть. Кривая тока в индуктивности остается симметричной относительно показанной на рисунке оси, а угол, в течение которого тиристоры проводят ток, <?xml version="1.0"?>
Между импульсами тока возникают разрывы (рис. 7.12, в и г). Первая гармоника тока индуктивности сдвинута относительно напряжения <?xml version="1.0"?>
на угол <?xml version="1.0"?>
при любом угле управления <?xml version="1.0"?>

Ток в индуктивности равен сумме принужденной и свободной составляющих процесса:

<?xml version="1.0"?>

Учитывая, что при включении тиристора <?xml version="1.0"?>
получим

<?xml version="1.0"?>

При разложении этого тока в ряд Фурье найдем 1-ю гармонику:

<?xml version="1.0"?>

Реактивная мощность, потребляемая цепью из двух встречно-параллельных тиристоров и индуктивности,

<?xml version="1.0"?>

уменьшается с ростом угла управления <?xml version="1.0"?>
(зависимость приведена на рис. 7.12, д). Таким образом, рассматриваемая цепь при изменении угла управления <?xml version="1.0"?>
выполняет роль управляемой индуктивности

<?xml version="1.0"?>

Результирующая реактивная мощность схемы на рис. 7.12, а <?xml version="1.0"?>
Если выбрать <?xml version="1.0"?>
реактивная мощность Q всегда будет иметь емкостный характер. Зависимость Q от угла управления <?xml version="1.0"?>
приведена на рис. 7.12, д.

Таким образом, рассмотренный источник реактивной мощности генерирует реактивную мощность и осуществляет се регулирование, подавляя при этом гармонические искажения в сети. Поэтому такие источники реактивной мощности находят все более широкое применение для повышения коэффициента мощности вентильных преобразователей и других установок.

7.1. Что такое коэффициент мощности? К каким издержкам приводит работа с низким коэффициентом мощности?

7.2. Какой вид имеют временные диаграммы мгновенной мощности при потреблении активной мощности, реактивной мощности, мощности искажения?

7.3. Трехфазный мостовой управляемый выпрямитель работает при <?xml version="1.0"?>
= const на RL-нагрузку в режиме непрерывного тока. Как изменится costp и реактивная мощность, потребляемая преобразователем, если последовательно нагрузке включить сглаживающий дроссель?

7.4. В каких режимах и какие вентильные преобразователи потребляют от сети только активную мощность? Какие вентильные преобразователи не потребляют реактивную мощность; мощность искажения?

7.5. Как зависит реактивная мощность и мощность искажения на входе выпрямителя от характера нагрузки, угла управления, фазности вентильного преобразователя?

7.6. Объяснить работу однофазного выпрямителя с нулевым вентилем. Почему введение нулевого вентиля повышает коэффициент мощности?

7.7. Построить зависимость <?xml version="1.0"?>
для однофазного выпрямителя без нулевого вентиля и с нулевым вентилем (RL-нагрузка, индуктивность L велика).

7.8. Объяснить причины отрицательного влияния вентильных преобразователей на качество электрической энергии в сетях соизмеримой мощности, перечислить экономические издержки при ухудшении качества электрической энергии.

7.9. Объяснить принцип действия сетевых фильтрокомпенсирующих устройств и источников реактивной мощности.

© Центр дистанционного образования МГУП